Электроника и микросхемотехника. Сборник задач [Виталий Иванович Сенько] (pdf) читать онлайн

_____ 8. А.Скаржепа _ _ __
В.И.Сенько

СБОРНИК

ЗАДАЧ

Под общей редакцией
доктора

технических

наук,

профессора

А. А. КРАСНОПРОШИНОй

Допущено Государственным
комитетом СССР
по народному образованию
в качестве уч(;БНОZ{J пособия
для студеli7'ов вузов.
обучающихся ПО специальности

«ABTOJJt~TU,Ka
в

и

техни ческuх

управление
cиCTeMax~

.. ? ' >,: . 1 !: .'

;:

~al (~,/; .i-!!;-

~~

С.,

t\"::- '~.- ...;.":' .;,~..;..&,"'

ЮIF.Р


{/III -

RH

н

открыт

полностью

RH :

нагрузки

И;;-ЫХ = Ит R
I !JI'

В первом случае диод

2.4.

lIоложительной полуволны напря>кения, которое практически

+R

- ~ Ит ,

пр

максимальная амплитуда входного синусоидального напряжения;

IIj1HMoe

сопротивление диода.

15

Если
ется,

и

на

входе действует

напряжение

на

И;;'IХ
где

диод

параллельном

VD

полуволна

и нх ,

диод закрыва­

составит

= ит

Rп

Rн + R06р ;::: О,

сопротивление закрытого диода.

R06p В

отрицательная

выходе

ключе (рис.

2.4,

б) при положительной

полуволне

и ВХ

открыт и шунтирует сопротивление нагрузки. Напряжение на выхо­

де

и;;ых = ит R

R пр

пр

Как правило, Rorp
При

» R пр

отрицательной

+R

огр

и иt,IХ = О.

полуволне

И нх диод закрыт и напряже!ше на выходе

RH

И;'lх=Иm R +R
н

=И m ,

огр

так как R п » R orp '
Комбинируя
диодных

различные

включения

диодов

и

ключей переменного тока, можно получить

сопротивлений
различные

в

схемах

формы

и

ам­

плитуды напряжений на выходе. В частности, ключи рис. 2.4 составляют
основу для построения диодных ограничителей.
Существенное влияние на работу ключей рис. 2.4 при управлении прямо­
угольными

двухполярными

межэлектродная

емкость

импульсами

Сд

и

емкость

оказывают

паразитные

Си, состоящая из емкости

и емкости монтажа. Они приводят к появлению сигнала помехи
даже при закрытом диоде и искажению фронтов импульса.
Для схемы рис. 2.4, а

емкости:

нагрузки
на

выходе

и пом тах ~ Ит С Д + СО '
где Иm -амплитуда входных импульсов;

{: = 2,3 (Сд + Со) R пр '
tф" = 2,3 (С д + Со) R п .
Для схемы рис.2.4, б

Напряжение помехи в этой схеме отсутствует, так как диод включен парал·
Лельно
н и его емкость суммируется с выходной емкостью схемы .

R

. •j

Дополнительные теоретические

ведены

в

работах

ЗАДАЧИ

2.1.

Задана

сведения

и

расчетные соотношения

при'

[I9, 21, 22].

схема

=

И

УПРАЖНЕНИЯ

диодного

ключа

=

(рис.

2.2,

а). Параметры

элементов схемы R
1 кОм, RHH 0,1 кОм, RH = 00, СП = О.
Диод полагать идеальным, т. е. его прямое сопротивл('ние R пр = О,

=

обратное Rобр
00,
остаточное падение напряжения на диоде
U ОСТ
О. Напряжение источника Е = 1,5 В. Определите напряже­
ние И вых при: а) И вх
5 В; б) и ВХ = -5 В.

=

=

16

Задана схема диодного КJJюча фИG. 2.2, а). Параметры элеме­
1 кОм, RBH=O,l кОм, RH=lKOM, Сн=О. Диод полагать
идеальным, т. е. Rпр = О, Rо бр = 00, И ост = О. Напряжение источ­
ника Е = -1,5 В. Определите Ивых прю а) И вх
5 В; б) И вх

2.2.

IITOB схемы

R=

=

В.

=-5

В схеме диодного ключа (рис.

2.3.

папряжение

логического

поступлении

на

нуля

О
И ВЫХ

И

2.2,

=

а) определите выходное
•

логическои

единицы

и!

вых при

вход соответствующих входных напряжений логи-

ческого нуля И~х = О и логической единицы И~х = 5 В. Параметры
схемы

кОм,

RBH = 0,1

Си

RH = 1

О,

=

кОм, Е

=

О. Диод считать

идеальным.

Определите

2.4.
схеме

рис.

2.2,

минимальное

значение

сопротивления

RH

в

а для обеспечения минимального входного наfIРЯ­

жения логической единицы ИВ!ЫХ = 4,5 В при И~х

= 5 В, RBH =
100 Ом, Е = 1 В, R = 1 кОм. Диод считать идеальным.
2.5. Определите влияние сопротивления нагрузки RH на ~наче·
lIие выходного напряжения в схеме рис. 2.2 при RBH = О И при:
=

а) И ВХ > Е; б) И вх

2.6.
альные

На

вход

<

Е.

диодного ключа рио.

сигналы

положительной

а поступают потенци­

2.2,

полярности,

характеризу~мые

IIИ3КИМ И~х и высоким И~" уровнями. Какой из режимов работы
I(люча (И~х < Е, И~х > Е u~x = Е) характеризуется минима"~ьным
Iютреблением мощности от источника питания и минимальным за­
туханием BXOAHOIO сигнала?

2.7. В схеме рио. 2.2,
R пр
О, RоБР
200 кОм, Е
б) И вх = -5 В.

=

=

а

= О, R = RH = 2 кОм, Си = О,
Определите И вх при: а) Ивх = 5 В;

RBH

= 2 В.

2.8. В схеме диодного ключа (рис. 2.2, а) параметры имеют зна­
R = RH = 1 кОм, Си = О, Е = 3 В. Определите диапазон значе­

'Iения

пий напряжения И вх , при которых: а) диод закрыт; б) диод оТ! О и поступлении на вход
"рямоугольных

фронта

положительных

t"ф импульса

импульсов

выходного

длительность

напряжения

всегда

заднего

превышает

}~лительность переднего фронта t";t?

2.10.

Как

будут

изменяться

длительности

переднего

t;t

и

:1ilЛ,него t"ф фронтов импульса на выходе схемы рис. 2.2, а при
у величении сопротивления резистора RBX?
2. i 1. Определите максимальное обратное напряжение И обр т на
}\IIOде в схеме

рис.

2.2,

а

при

ПОСТУllлении

гольных ИМIIУ льсов самплиту дой И~Х
мы

R=
2.12.
11", = 5
"pll

Rи,

RBH =

О, С

=

О, Е

= 1

=5

на ее

В. Диод считать идеальным.

На вход диодного ключа рис.

2.2, 6

подается напряжение

В. Определите напряжение на выходе

следующих

параметрах

вход прямоу-

В, если параметры схе­

элементов

схемы:

ДИОДного

ключа

RBH =

RH =

О,

С = О, Е = 10 В. Диод считать идеальным.
2.13. В схеме диодного ключа рис. 2.2, 6 заданы следующие
11:lpaMeTpbI: RBH = О, R = 20 кОм, RH = 20 кОм, С = О, Е = 5В.

2R,

17

Диод считать идеальным. Определите диапазон напряжений, при
котором диод открыт и

закрыт.

В схеме днодного ключа рис.

2.14.

2.2, 6

определите выходное

u

1
И Овых И JIогическои" единицы ВЫХ
при
поступлении на вход соответствующих входных наlljJнжений и~х =
= О и и~х = 5' В. Пара метры схемы RSH = О, i кОм, С" = О,

наIlряжение логического нуля

R" = 1

=

кОм,

R 1 кОм, Е = 5 В. Диод считать идеальным.
Определите минимальное значение сопротивления R" в
схеме рис. 2.2. 6 для обеспечения минимального выходного напря2.15.

жения логической единицы И~ЫХ
=

200 Ом, R = 10
2.16. На вход

к Ом,

R = 10

=5

В flрИ

И вх

=

5 В, RBH

=

В. Диод считать идеальным.

диодного ключа рис.

2.2,

б поступают входные

импульсы положительной полярности с аМIIJlИТУДОЙ и~х. Какой из

режимов работы ключа (И~Х

<

Е, и~х > Е, и~х

= Е) п почему

характеризуется :VI инимальным потреблением мощности от источника
lIитания и минимальным затуханием входного сигнала? Диод счи­
тать реальным, сопротивление RH = 00.

В

2.17.

схеме диодного ключа рис.

= 10 кОм, С Н

= О,

R пр

=

= О,

Ro 6p = 200
и ВХ = -5 В.

2.2, 6 RBH = О, R = R и =
кОм, Е = 10 В. Опреде­

лите и ВЫХ при: а) Ив]!.
5В;
:> .18. Определите соотношение между длительностями переднего

t;t

и заднего tф" фронтов выходного импульса в схеме диодного

ключа рис.

2.2, 6.
2.19. Как будет изменяться длительность

заднего

tф" фронтов

импульса

на

выходе

увеличении сопротивления резистора RBH?
2.20. Определите максимальное обратное
на

диоде

в схеме ключа рис.

2.2,

рис.

2,2,

t"t

и

б при

напряжение И обр mах

б при поступлении на ее вход

прямоугольных импульсов С амплитудой И~х

R = 10 кОм, RH = 10 кОм.

переднего

схемы

= 10

В, е('ли Е

= 10

В,

Диод считать идеальным.

2.21. Определите длительность переднего фронта t"t импульса
2.2, 6 при поступлении на
его вход прямоугольных импульсов С аМIIЛИТУДОЙ И~х = 5 В, если
Е = 15 В, RBH = О, R = RH = 5 кОм, С = 0,01 мкф. Диод считать
на выходе схемы диодного ключа рис.

идеальным.

tt

2.2. Определите длительность переднего фронта
импульса
выходе схемы диодного ключа рис. 2.2, б при поступлении на
его вход прямоугольных импульсов G амплиту дой И~х = 1О В,
если Е = 10 В, RBH = О, R = RH = 10 кОм, С = 0,001 мкф.
2.23. На вход диодного ключа рис. 2.2, 6 поступает последо­
на

вательность линейно нарастающих импульсов с максимальной ам­
плитудой И rnах
10 В и скважностью Q 1. Нарисуйте времен­
ную диаграмму напряжения на выходе схемы и определите на ней
участки, где диод VD открыт и закрыт, если Е = 10 В, Rви
О,

=

R=

Rи,

С

=

О.

=

Рассчитайте

максимальную

выходных импульсов. Диод считать

ltj

амплигуду

идеальным.

=

ИВЫХ rnвх

2.24.

На ВХОД ДНОДНОГО ключа рис.

2.2, 6

подключено постоян­
треуголь­

Iloe напряжение И вх = 5В. Напряжение Е имеет форму
III,IX импульсов со скважностью Q = 1 и максимальной
'lОЙ И таХ = 10 В, Параметры схемы RBH = RH = О, С =

амплиту­

О. Диод
"'Iитать идеальным. Нарисуйте временньте диаграммы напряжения

11:1

выходе

IIУЛЬСОВ.

11

и

определите

Отметьте

на

закрытого состояния

максимальную

временной

амплитуду

диаграмме

выходных

участки

им­

открытого

диодов.

2.25. Определите напряжение на выходе схемы рис. 2.3, а при
""хl = 5 В, И вх 2 = 4,5 В, если падение напряжения на открытом
/lllOде И ост = 0,8 В, пороговое напряжение отпирания диода И пор =
с 0,6 В, внутреннее сопротивление генераторов R BH ! = RBH2 = 00.
2.26. Определите напряжение на выходе схемы в задаче 2.25,
,'('ли: а) И вх ! = 0,4 В, И вх 2 = 0,3 В; б) И вх ! = 5 В, И вх 2 = 0,4 В.
2.27. Определите напряжение на выходе схемы в задаче 2.25,
,'сли И ВХ ! = 1 В; и вх 2 = 0,8 В.
2.28. Определите напряжение на выходе диодного ключа рис. 2.3, а
11J111 Ивхl = 5 В, И вх 2 = 10 В, Е = 10 В, R = 00, RBH! = RBH2 = О.

}lIlОДЫ считать идеальными.

2.29. Определите напряжение Иных на выходе диодного ключа
2.3, а при И вх ' = 5 В, И вх 2 = 10 В, Е = 1,0 В, R = RH =
с 10 к Ом, Rвпl = R BH2 = О. В каком из состояний (открытом или
:i;II!j, а с, lJараметрами: И N
':jJt'ME'IIRbIe

"

диаграммы

= 4

1 кОм.
подаются импульсы рис.

В, И rnах ! = И rnаХ2

выходного

= 10

В. Нарисуйте

напряжения.

2.48. В схеме рис. 2.4, а на вход поступают импульсы рис. 2.5, 6
""раметрами ЕО = 0,6 В, Р = 2,6 В. Нарисуйте BpeMeHHble ди­

.11 раммы выходного напряжения и определите нижний (ио) и верх-

(И 1 ) уровни выходного напряжения, если в схеме применен:
I'срманиевый диод (И пор = 0,3 В); б) кремниевый диод (И пор =

11 11 i',

,1)

О,() В).

2.49. На вход схемы рис. 2.4, 6 подается синусоидальное
1I:II'рнжение С амплитудой И m ВХ = 10 В, сопротивление открытого

II 11 ())\:I

R пр =

,I~111.1'IIТУДУ

100

Ом,

закрытого

R обр

= 200

кОм. ОпреД~J1ите

напряжения на выходе при действии положительной и

'" РIIН1 запирания И Вз до напряжения И пор ; длительности формирования перед",'[" II'poHTa
обусловленной инерционными процессами изменения концен11,.11l1J1I 1J0сителей в базе и изменениями заряда барьерной емкости коллекторного

t't,

", 1"'"Ollll; времени рассасывания

11'" 111 'IЮРМl1рования заднего
\ ',,'III.IIIСIIШI заряда в базе.

t pac

избыточного объемного заряда и длитель-

фронта t ф , обусловленной инерционным характером

2':)

Rf

а

3.2

Рис.

Ее

Ее

---'--0

BpeMeHHыe параметры переключения оп­

ределяются соотношения~ш

U [;0

[24J:

+ и,IOР

(3,9)

t э ",," С"Х ---:i-"---'Б

tф+

tf

f1
Рис.

3.3

где 1'(:\ экв
ная

iБ

tф
и

=

Т" ЭКВ Iп

'>

+ i Б2

.

'Б2

т Бн

(3.10)

+ ~RкСк-эквив~л еНl'ная по.

+ iБ~
_L'

Бы Г 'Б2

ток ВЫКJI!очения транзистора; tф" ~

/Бн

iБ

Б -.

= [3((2Jtja) -

постоян­

времени транзистора.

'>

-

'13

стоянная времени, 1'(:\

t pac = '" lп [
где i Б2

=

= Т"... 3КВ lп.I

,

(3 ... 5)

для схемы рис. З.

(3.11)
1'(:\ экв для схемы рис. З.

1,

а;

1, 6.

ДЛЯ уменьшения времени переходных процессов транзисторы включают
выключают форсированно током, существенно большим [ Бв' а в стати­

ческом режиме не допускают глубокого насыщения. Для этого применяют
форсирующие емкости, фиксацию коллекторного потенциала инелинейную
обратную связь, вводимую с помощью импульсного диода или диода Шот­
тки (см. соответственно рис. 3.2, а-в).
В интегральной микросхемотехнике находят широкое применение клю­
чи на МДП (МОП) траизисторах с управляющим р-п переходом (рнс. 3.3) Н с
индуцированным каналом (рис. 3.4). Последние наиболее широко использу­
ются в импульсных схемах и делятся на ключи с резистивной
нагрузкой
(рис.З.4, а), с динамической (транзисторной) нагрузкой (рис. 3.4, 6) и комп-

Рис.

3.4

30

(КМОП) ключи, называемые также I(лючами на ДОПОЛНЯIGЩЮi
(МДПДТ) (рис. 3.4, в). Эти ключи имеют очень высокое вход·
'111(' соrrротивление и ОТНОСIIТельно меньший ток нагрузки.
Быстродействие ключей на МОП,транзисторах также меньше, чем на
Г"",олярных транзисторах, из·за невозможности быстрой перезарядки пара·
,1I1"H'IITapHbIe

1Р:lllзисторах

111'1

III1Н

ilЫХ емкостей малым токами. ОСНОВНЫМ путем увеличения
гаких ключей является ~меньшение емкости С вых ключа.
ДОПОJlнитеJlьные теоретические сведения

11I')ll'Hbl

В работах

и расчетные

быстродейст·

соотношения

при·

[15, 19, 21, 22].
ЗАДАЧИ

и

УПРАЖНЕНИЯ

;{.1. Объясните особенности применения транзисторов в ключе·

1',1 IV1

режиме.

а.2. в чем заключается условие закрытого состояния транзис­
"'1 )llOfO ключа и какие ТОIШ IIротекают при этом в транзисторе?
11()l\ажите их направление.

;).3.
11

В

чем

заключается

условие

открытого

состояния

ключа

l\i.lкие токи протекают при этом в транзисторе? Покажите их на·

IIр;шление.

;(4. Какое напряжение устанавливается на выходе транзисторных
limочей (рис. 3.1) в открытом и закрытом состояниях?
а.5. Почему в схеме транзисторного
ключа на кремниевых

1Р;lllзисторах

(типа n-р-n) (см. рис. 3.1, а) отсутствует источник сме('IIИЯ Е см , а в ключе на германиевых транзисторах (типа р-n-р)
IpIIC. 3.1, б) он необходим?
:{.6. При каком из режимов закрытого транзисторного ключа
11:1 (i1!ГIOЛЯРНОМ транзисторе (рис. 3.1) его коллекторный ток I K

111

~lIl1lllмален?

:\,,7. Какой ток устанавливзется в коллекторной цепи транзи­
I'rIJI)JЮГО ключа (рис. 3.1) при короткозамкнутом эмиттерном пе­
,,,',\оде?

3.8.

Какой ток устанавливается в коллекторной uепи транзис­

IIlpllOro

КЛЮЧ3 на биполярном транзисторе при обратносмещенном

'\111Т1'l'РНОМ переходе?
:\.9. Какой ток устанавливается
1'"IIШI51рНОМ транзисторе

:\. 10.
I

при

в эмиттер ной Ilепи ключа на

закороченном эмиттервом переходе?

Какой ток устанавливается в эмиттерной uепи ключа на

,IIIIШI5IРНОМ транзисторе при обратносмещенном эмиттерном пере­

'1' '1,1,')
:\.1\. Ключ на биполярном транзисторе находится в режиме
11,II'I.IIILения. Определите его коллекторный и эмиттерный токи при
1I,lIlрнжении источника питания Е к = 10 В и коллекторном сопро111I\,'I('IIIIИ
K = J кОм.
:\.\2. Транзисторный ключ (рис. 3.1, а) открыт. Определите
1'111 (I;I:ЮВЫЙ ток при токе насыщения коллектора I KH =25 мА, f- И пор и U ВХ
и пор.

<

3.71.
Ин

Какое

напряжение

называется напряжением насыщения

МДП-транзистора и как его определить?

3.72. Ключ на МДП-транзисторе КП301Б выполнен по схеме
рис. 3.4, а. Определите по его выходной характеристике (рис. 3.5)
его выходное напряжение, если входное напряжение равно: а) и ВХ =

= 3 В; б) и ВХ =
транзистора И пор =

3.73.

10 В; в) и ВХ = 19
5 В, Ее = 20 В, Re

В.

= 1

Пороговое

напряжение

кОм.

Определите остаточное наllряжение на выходе транзистор­

ного ",с'iсча рис. 3.4, а, если Ее = 20 В, и ВХ = 19 В, а Rc = 4 кОм.
Выходнан характеристика транзистора показана на рис. 3.5.

3.74.

Объясните, для чего в схеме ключа на МДП-транзисторе

участок затвор

-

исток необходимо шунтировать

дополнительным

сопротивлением (например, закрытым р-n переходом).

3.75. Выйдет ли из строя транзистор в схеме ключа на рис. 3.4, а
и г, если замкнуть накоротко: а) затвор-сток; б) затвор-исток;
в) сток-исток.

3.76. Объясните, для чего в схеме рис. 3.4, б и д резистор Re
VT2.
3.77. Определите напряжение и ВЫХ в схеме ключа рис. 3.4, д,
если Е 1 = Ее = -25 В и и ВХ = -3 В.
Пороговое напряжение
транзисторов VTl и VT2 равно И пор = -6 В.
3.78. Определите напряжение на выходе ключа рис. 3.4, д, если
транзистор VT 1 закрыт, Ее = 15 В, пороговые напрнжения обоих
транзисторов равны между собой и равны Ипор = 5 В.
3.79. Определите напряжение на выходе ключа рис. 3.4, д, если
транзистор VT 1 открыт, и ВХ = Ее = 9 В, И пор 1 = И пор 2 = 5 В,
51 = 0,1 мА/В2, 52 = 0,005 мА/В2.
3.80. Объясните, с какой целью в схеме транзисторного ключа
заменяется транзистором

36

3.4,

(рис.

в) применяются тран­

:mсторы

С

)\имости

каналов.

3.81.

разным типом прово­

Определите

выходное

IIзпряжение в схеме транзистор-

ивх

1I0ГО ключа рис. 3.4, в, если ос­
таточный ток закрытого транзи­

=

стора

VT 1 [ост 1
10-9 А,
= 0,1
мА/В2, Ее
И пор1 = И пор2 =5 В.
сс=

51

=9

52

=
В,

моугольные

импульсы

0.----_..---0

а

На вход транзисторного
ключа рис. 3.4, в поступают пря­

3.82.

Рис.

3.6

с ампли­

тудой ИmаХ = 9 В. Определите длительности положительного t~ и
отрицательного tф фронтов выходных импульсов, если Ез

=

9 В,

СО =

пФ, а параметры схемы соответствуют задаче 3.81.
Последовательный аналоговый кЛJОЧ на р-канальном МДП­
транзисторе (рис. 3.6, а) должен работать при изменении входного
сигнала и ВХ в пределах от -5 В до +5 В. Какое должно быть на­
Ilряжение подложки u п ? Что изменится, если р-канальный тран­
:mстор заменить на n-канальный?
3.84. Как изменится статическая погрешность передачи откры­
того ключа на р-канальном или n-канальном МДП-транзисторе
(рис. 3.6, а) при изменении входного сигнала и ВХ от -2 В до +2 В

40
3.83.

IIрИ

RH =

сопst и U П

=

сопst?

3.85. При каком из значений входного сигнала (+5 В или
-5 В) нестабильность управляющего напряжения и'У влияет боль­
Ille на значение статической погрешности ключа на р-канальном
МДП-транзисторе (рис. 3.6, а) при RH = сопst, U П = соп"t?
3.86. Как измеНЯЮТСh погрешности передачи открытого б отк
11 закрытого б зак аналогового улюча на МДП-транзисторе
(рис. 3.6, а) при уменьшении сопротивления нагрузки?
3.87. Какие преимущества имеют МДП-транзисторы по сравне111110 с биполярными транзисторами при использовании их в схемах
;111i1ЛОГОВЫХ

ключей?

Какие преимущества имеют аналоговые ключи на до­
IIШ!НЯЮЩИХ МДП-транзисторах (КМОП-транзисторах) перед р-ка­

3.88.

II;I.IIЬНЫМИ

или

n-канальными

ключами

с

упраВJ!ЯЮЩИМ

р-n

пере­

\о}юм?

3.89. Аналоговый ключ на дополняющих МДП-транзисторах
(/111('. 3.6, б) предназначен для коммутации входных напряжений
"1' -15 до + 15 В. Какие напряжения следует ПОДКЛЮЧИТЬ к под­
'IOilшам транзисторов?

КОНТРОЛЬНОЕ

ЗАДАНИЕ

Р(lссчитайте режим работы и постройте времеНЮ;Iе диаграммы

3.1, а
и -

5... 10

5.2

S =

R1(
1

+ h 2 /Э R К + RБ

Ir:.~

??:

'"
:=:

'!

RБ = R э

о')

t:j>.
4

=~

'" ...

tJ~

,=
о

ЕкR Б

R2 = Ек -

RБf ОБ - И ОБ - Rэf оэ

......О

'"

~~

+R

;

"

=

1ок - S ДОП 1ОБ

Sдоп )
E'k=Ek-Iок.Rф ( S
-1

о')

:::

;;

ДОП

'"...u>.
"

Rф

=

~

0..»

2:;;

'ОКЯ 1

"':.:
",t>:

OO~

...

g. 15t::

з

=

Е1

~o'"
t:: t:t::

=

(1
,

Ек

+ h 21э -

h 21э

1,5 ~ Sдоп~ 5

Sдоп)
-

-

И ОК -/OKRK

Sдоп R l

Е-<

u2::;:

s=

+ R ф) Е 1 -

- Е 1 (Sдоп - 1)

gJ

Ь::U S-[
1iio
~

1) (R 1

- SдопRIRфIок

R2

g

1 +h 2lэ

(0,1 ... 0,25) R к

(Sдоп -

'6 5
,...

~

2

Ек. (Sдоп- 1 )

R1

(2 ... 5) 1ОБ
R Б = (5 ... 10) R BX

,=

5

1 + h 21э R 1

Rэ

Ек.

1д = R1

t::

ug
~

S""

R1 = R
R
2- Б

o..t>:

m

I +h2lэ

1,5 ~ Sдоп ~ 5

R Б R2

о

:.:

:.: ;z:

г

Sдоп

1 -1 +h 2lэ

со

",О

"'_?, E~

lоэ
S ДОП -1

=

Rэ

R 2 [R 1 -R ф (Sдоп - 1- 1
1 45 ... БО, что может быть обеспечено далеко 11
каждым
ставного

транзистором.
включения

Этот

недостаток

траНЗИС10РОВ

или

можно

устранить

дополнительного

применением
каскада

по

с,

схе

сОК, соrласующего фазирующую цепочку с усилительным звеном (рис.б.
г). Однако наиБОJIЬШИЙ эффект может быть получен при ИСПОJIьзован
в качестве УСИJI ител ьного звена ОУ.
На рис. б.4, а, 6 показаны схемы RC-автогенераторов на ОУ с фазир
ющими цепочками С-параллель I! R-параЛJIеJIЬ. ПОСКОJILКУ
частотно-изб
ратеJIьная RС-uепь включена между выходом и
инвертируюшим
вход
ОУ, общий фазовыl!! сдвиг в замкнутой петле равен 3БО о, что обеспечивз
выполнение условия баланса фаз. В связи с избыточностью коэфф!щиентм ус
ления ОУ условие баланса амплитуд обеспечивается без Зi1ТРУД1iеНl:Я. Бол!
шое входное и малое выходное СОПРОТИВJIения ОУ ПО3ПОJIЯЮТ осуществит

6,

92

а
Рис.

6.4

Рис.

6.5

а

1"'/1(,1\1 практически идеального
'1'.1" звеном. При этом 'lacToTa

согласования

для схемы 6.4, а;

f r =V6/(2nRC) -

tu =
/,'(,'-автогенераторы
111"'11

"ых

1I'IIc, 6.5,

фазирующей цепи с усилитель·

генерации определяется выражениями

1/(2nRC 'Г6) - для схемы рис. 6.4, 6.
без

поворота

фазы

используют

в

качестве

элементов последовательно-параллельную RC-цегю'lКУ
а), квазиреЗОllансная частота и коэффициент передачи

1"')ll'JlЯЮТСЯ

(6.12)
(6.13)
частотно-за­

(мост

Вина)

которого

оп-

выражеНI!ЯМИ

fo = 1/(2nRC);
~o = 113,
1:1>' N. = R j = R2 ,

С

и

=

С!

=

(6.14)
(6.15)

С 2 , а его

ФЧХ приведены на рис. 6.5, 6, или двойной Т-образный мост
(Р"С, 6,5, в), АЧХ и ФЧХ которого приведены на рис. 6.5, г.
!\вазирезонансная частота и коэффициент передачи двойного
Т-образ­

II'IX

IIIJI'O

,юста

определяются

~o

I)l" R = R j

=

R2 ;

С

=

С!

ВЫРilжениями

{о = ~/rn/(2лRС),
= (4п -1)/[411 + (1/2п) + IJ,
= С 2 ; 2С/С з = R/2R з = п.

(6.16)
(6.17)

зависимости от выбора значения n ИЗ'lеняются соотношение между
"II'''СН гами и качествеНllые показатели.
П[JИ n = 2 С ! = С 2 = С З = С,
1,', .~ 0,25 R; ПрИ n
0,5 Сз
4 С, R j = R 2
Rз.
'!а рис. 6.6 приведены ПРИllципиальные схемы
RC-автогенератороD на
('IIIIIJJlЯРНЫХ транзисторах, выполненных с мостом Вина (а) и двойным Т­
I"'II:I:JlIbJM мостом (6). Включение эмиттерного повторителя на транзисторе
\ /" i IIсключает влияние ВХОДНОГО сопротивления схемы с ОЭ на параметры фа­

IJ

=

=

'1II'УlOщей цепи, а следовательно на
При

'IIJI':I R2

=

to

И ~o.

отсутствии эмиттерного
повторителя
из-за
шунтирования
рези­
входным сопротивлением R Bx схемы с ОЭ на транзисторе VTl, ко-

93

6.6

Рис.

торое
чи

невелико,

определяются

частота

квазирезонанса

и

значение

коэффициента

перед

выражениями:

fo= f r = 1/(2зt VR l [R 2 R BX /(R"
~o = If{1

+ RBX )] С1 С 2 ;

+ [(R R2 + RBX}/R2RBX] + C /C
2

l

(6.1
(6.1

l }·

Из формул (6.18) и (6.19) следует, что квазирезонансная частота увеличи
коэффициент передачи напряжения при этом уменьшается.
,

вается, а

В схеме рис. 6.6, б с двойным Т-образным мостом ПОС не зависит от ча~
и реализуется с помощью элементов R эl , R Э2 , Cpl , R oc ' Так Ka~

стоты

транзистор VT 1 с ОЭ сдвигает фазу входного сигнала на 180 о, то избира~
тельный 2Т-мост образует цепь ООС и общий фазовый сдвиг по 3ilMKHYTOq
петле усилитель - 2Т-мост равен 1800. При этом на частоте кваЗf!резонанс~
{ о отрицатеш,ная связь отсутствует, Т.е. СРв
О, срк
О, а Во
mш.
.

=

На рНС.
который

6.7,

а показана схема

подключен

между

выходом

автогенератора
и

=

=

на ОУ с мостом Вина;

неинвеРТИРУЮЩИ~1

входом

ОУ,

по~

этому общий фазовый сдвиг по замкнутой петле равен нулю, что обеспечивает

условие баланса фаз. Частотно-независимая ООС осуществляется с помощью
двухполярных диодных ограничителей VDl, VD2, которые уменьшают зна·
чение сопротивления RЗ при увеличении аМПJIИТУДЫ выходного сигнала.
'
На рис. 6.7, 6 приведена схема генератора с 2Т-мостом, включенным меж·,
ду выходом и инвертирующим входом
ОУ.
На
частоте квазирезонанса
сдвиг фаз 2Т-мостом равен 00.
.
Генераторы прямоугольных импульсов с RC-свЯRями. Эти генераторы на·
ходят наиболее широкое приыененис и могут работать в аВТОКОJIебательном
или ждущем режимах. Они могут выполняться на дискретных элементах,
110гических
интегральных
микросхемах
11 операционных усилителях.
Наиболее распространенная схема транзисторного
аВТОКОJIебательного
мультивибратора (МВ) приведена на рис. 6.8, а. В этой схеме в каждом из ква·
УО!

q
Рис.

6.7

94

Рис.

6.8

'IIIУСТОЙЧИВЫХ состояний один транзистор открыт, а другой - закрыт.
При
"ты конденсатор закрытого плеча заряжается через эмиттерный переход

транзистора (вспомогательный цикл), а конденсатор открытого
перезаряжается от исходного напряжения"" Е к к - Е к через от­

"1'KPbITOrO

Ilлеча

IIРI,IТЫЙ

транзистор

и

соответствующий

1I;lllряжением

является

j(I)ЛИ

поэтому

вольта,

напряжение

Rl

резистор

отпираНИh

обычно принимают

или

R2.

транзистора,

И пор "" о.

При

Пороговым

составляющее

достижении

IIряжения на конденсаторе (а значит, и на базе закрытого транзистора)

l' хема

переключается

и

начинается

новый

цикл. На выходах и вых !

на­
И пор

и и вых2

ф"рмируются прямоугольные импульсы с противоположными фазами и дли­

Н'льностями, определяемыми по формулам

tи !

=

2Е к

+ lKO (R
Е

R 2 C2 In

tи2 = R1C1 111

2Е к

[16; 21]:

к

+1

R K2 )

2 -

КО

R

(6.20)

•

2

+ I Ko (R R ю )
Е к + l KO R
2 -

(6.21)

2

Если выполняются условия

Е к » l KO R1 , Е к » J Ko R2 •

(6.22)

(\удсм иметь

t и ! "" 0,7 R2 C2 ;

(6.23)

t И2

(6.24)

= 0,7 R C

1 1•

Длительность отрицательного фронта выходного
111111

транзистора

1111('

равна

из-за

заряда

конденсатора

tфj

t;j;2

""

через

импульса

при запира­

коллекторное

сопротивле­

3R ю С 1 ,

(6.25)

IO C2 •

(6.26)

= 3R

Длительность положительного фронта обычно принимают (;

=

31: а . Усло-

11111' насыщения открытого транзистора

(6.27 )
'1 ";Iксимальная скважность импульсов

В шiп
Qшах = -3-

+ 1.

Рассмотренная схема может быть преобразована в ждущий

1"'I,IIОlJибратор) (рис. 6.8, 6). Из-за

(6.28)
генератор

ПОJJожитеJJЬНОГО смещения от ПСТО'IНlша
Ч5

а

tf
Рис.

Б

6.9

см через делитель R1, R2 на базу VT1 последний в ждущем режиме заперт

(устойчивое состояние). При запирании VT2 по цепи ПОС открывается VT 1.
Основные параметры рассчитываются аналогично схеме МВ. Время восста­
новления в исходное состояние составляет !ВОС "" 3R ю С.
В схеме ждущего генератора (рис. 6.8, в) ПОС осуществляется через
общее эмиттерное сопротивление R э , а выходная цепь не связана с процессами
перезаряда
меньшую

конденсатора,

зависимость

Расчет

поэтому

процессов

выходных

она

имеет

переключения

параметров

tи

t"oc "'"

импульсов

меньшую
от

длительность

tф' и

нагрузки.

ведется

по

формулам

=O,7RC,

[16, 21]
(6.29)

(3 ..• 5) RюС.

(6.30)

Автоколебательный
мультивибратор
на
логических
элементах
И-НЕ
представлен на рис. 6.9, а. Схема представляет собой два усилителя, охва­
'IeHHbIx перекрестными ПОС через времязадающие RС-цепи. Скачок напря­
жения

на

выходе,

например,

первого

JJогического

элемента

(ЛЭ)

DDl

через конденсатор передается на вход второго ЛЭ DD2, устанавливая па его
выходе ноль. При этом конденсатор Сl разряжается до нуля, восстанавливая
свое исходное состояние, а С2 заряжается через резистор R2. При этом ква­
зиустойчивое состояиие схемы сохраняется до тех пор, пока умеиьшающийся
из-за заряда конденсатора С2 ток не приведет к уменьшению напряжеиия
на входе DD2 до порогового значения. С этого момента схема переключается
в другое квазиустойчнвое состояние.
длительность импульсов на выходах схемы определяется уравнениями

[5, 16, 21]:

(6.31)

(6.32)

где и ~ыx и u~ыx - иапряжеиия логической единицы и логического нуля; и Rl
падения напряжения на резисторах RI и R2 от протека ния входного
тока l~x микросхемы при IJИЗКОМ уровне ВХОДНОI'О сигнала; R~bJX - выходное
и и R2 -

сопротивление

микросхемы

при

высоком

96

уровне

входпого

напряжения.

Рис.

Для

6.10

исключения «жесткого» запуска мультивибратора,

при

котором оба

.11-) \lОгут иметь низкий уровень напряжения на выходе, в схему включаются
~,IIf'MeHTbI DD3 и DD4 (см, рис. 6.9, б). При этом если и вых 1 = и вых 2 = и~ыx,
11:1 выходе

DD3 устанавливается 1, на выходе DD4 - О, который, передаваясь
11;1 оход DD2, устанавливает на его выходе и~ыx' исключая тем самым

lIiI'lnльное нерабочее состояние.
Подобно схемам на дискретных элементах автоколебательный
JI') ,lОжет быть преобразован I! схему ждущего МВ (рис. 6.10, а).

МВ на
В этой

',I('~IC при U зап = О, и вых 1= U ~ыx ,ивых 2= и;ых конденсатор практически раз­
I'II/I(CII. При поступлении короткого запускающего импульса элементы DD3
" /101 переключаются, и вых 1 = и~ыx' Это напряжение через конденсатор С
11"р"дается на вход DD2, также переключая его. Это состояние сохраняется
/111 тех пор, пока падение напряжения на входе D D2 от тока заряда конден­
I'IIIIJpa не снизится до U пор' После этого схема возвращается в исходное
I'lIп'()яние, которое устанавливается после разряда конденсатора. Длительность

"'.IXOj!JIorO импульса при

R» R~bIx

tи "'" RC In
111" I! R. =

[14)

и~ыx - и~ыx + U R
U

пор

_ RC 1 и~ыx
n U
'

(6.33)

пор

l~xR.

/)олее стабильно работают схемы ждущих МВ с элементами задержки,
",IIII'l'СННЫМИ из цепи ПОС (рис. 6.10, б). В исходном состоянии на выходе
"I"~II'IITa DD2 - логическая единица, так как на его входе действуют взаи­

fotllllll"cpcHbJe

сигналы,

на

выходе

."I/l,'Х две единицы. Конденсатор
811J[ЩI

короткого

"I"'"'IIT DD4,

t,

1,11I;\Пливается

11"11 \ ,'II,ca

положительного

затем элементы
логический

поддерживает

DDl -

запускающего

DD1, DD3

нуль,

схему

в

логический нуль,

так как на

С заряжен до напряжения
и

который

импульса

1

и вых •

опрокидывается

DD2.

На выходе элемента

после

окончания

квазиустойчивом

ег.о

С при-

состоянии.

DD3

запускающего

Конденсатор

1. l'.I TJj' то

(6.38)

1':еЛII 'вх «'Jj' то

(6.39)

rItI' Lj.L -

индуктивность намагничивания.

Длительность паузы

tп=СRlп
111" U СБ тах -

(

1+

U СБ тах

EK+IKOR

)

(6.40)

'

максимальное напряжение на конденсаторе в начале паузы.

Геuераmоры пuлообразuо.:о uапряжеuuя (Г П Н).
Этот тип генераторов
1"Н'I,lВляет особый класс импульсных генераторов, в которых усилительные
O.'l"\I('IITbI для стабилизации тока заряда

l!t'i''''tJCTb нарастания
"'1('" 1:1 ЮТ В активном

конденсатора,

обеспечивающей

ли­

напряження на конденсаторе времязадающей
цепи,
(усилительном) режиме, а состояние отсечки или насы-

111"1111 н характерно для
11111111 конденсатора.

стадии

восстановления

напряжения исходного

состо-

(:хема гпн с параметрическим токостабилизирующим элементом на транрис. 6.13,а. Транзистор VT 1 предназначен для
на конденсаторе С после его линейного разряда

111"1 "ре VT2 приведена на
11'" ,'1 :lIlOвления напряжения
'1"1"" транзистор VT2.

I\()эффициент нелинеЙIIОСТИ схемы
8-

-

(lIIlOX

=U 52 t и /(R э С) -

1II,II".'(llOe

сопротивление

1'11'

UmахR э

uБ2

[24]

(1
- - + -1)
R вых Б2

(6.41)
'

амплитуда выходного напряжения;

RBbIx 52:::::::

l/h 22Б -

транзистора

по

с общей

VT2,

n'IIIJii.

4·

R II

99

включенного

схеме

Рис.

Длительность

выходного

ного, а время восстановления

6.13

tp

импульса

определяется длительностью

Схема гпн с пас представлена на рис.
сти в ней равен [24]

и mах

е=-Е-

[

к

где

kV =

Мэ

h

llЭ

повторителя;
Время

+ RR

R BX

tJ

Э

-

~ Rэ~

6.13,

б. Коэффищ",ент нел

С

R ]

(l-k v )+С+-R
о

коэффициент

-

в

t BOC = 3CRK.

усиления

ВХ

по

'

напряжению

эмиттер

входное сопротивление эмиттерного повторитеJIЯ.

восстановления

исходного

tBOC ~

состояния

UmахСR Б

~EK

+ 3CoRo•

Схема гпн с аас представлена на рис.
токостабилизирующий, а VT 1 - ключевой.

Коэффициент нелинейности этой схемы

и mаХ

8=

а время восстановления I nO~

=

E"i:

6.13,

в, где транзистор

VT2

[24]

R
~EK •

3СR ю .

Большой эффект для повышения качества работы
ГПН дает при
нне аУ (рис. 6.14). Наиболее простая схема гпн с аас (рис.

в
Рис.

6.14

100

I " к()эффиuиент нелинейности

(6.451
.1

\lаксимальная амплитуда выходного напряжения

ивых тах t
RC
ивх'

и mах =-

(6.46)

в схеме рис. 6.14, б ОУ заменяет эмиттерный повторитель в схеме 6.13, б.
:.Iдавая коэффициент усиления К оу с помощью резисторов Rl и R2, можно

11' IIIУЧИТЬ коэффициент
l'IJlII"ношение [16]

нелинейности,

близкий

к

нулю,

если

соблюдается

(6.47)
Значение минимального

Rl

1'1111

и

R2

е

определяется разбросом

Максимальная и минимальная

номиналов резисто-

RBXOY '

и входного сопротивления

амплитуды

выходного

напряжения

[16]

Ек

итах

=

U min

= - R; R1 •

R С tи вх'

(6.48)

к

Е см

Время

восстановления

пилообразного

(6.49)

напряжения

tи

(6.50)

Схема автоколебательного ГПН с ООС приведена на рис. 6.14, в [16].
как токостабилизи-

1\ "ей ОУ DAl работает как компаратор, а ОУ DA2 -

1'IIIJЩlIЙ элемент, подобный схеме (рис. 6.14, а).
Максимальная амплитуда выходного сигнала в этой схеме

и тах

=

2и вых тах
Rз

(6.51 )

R4 ;

Н.'lllгельность рабочего хода

(6.52)
;1.'llITCJIbHOCTb

восстановления

(6.53)

ЗАДАЧИ

Н.

t.

и

УПРАЖНЕНИЯ

Что такое генератор электрических колебаний?

1'. 11('('ификацию электронных

Привести

генераторов.

Является ли наличие нелинейности обязательным свой'М автоколебательной системы, способной генерировать устой­

ti_2.
1 1111

'1111\1.1('

по амплитуде колебания?

(;.:~. Перечислите способы
11111111\,

возбуждения электронных

приведите зависимость частоты

101

генера-

колебаний от параметров

колебательного

контура,

условия

резонанса

токов

и

резонанса

напр яжениЙ.

6.4. Начертить простейшие принципиальные схемы транзистор­
ных автогенераторов гармонических колебаний с TpaHcq:opMaTopной обратной связью, с индуктивной трехточкой, с емкостной трех­
точкой. Пояснить условия самовозбуждения, записать q:ормулы,
определяющие частоту электрических колебаний.

6.5.

Привести схемы RC-автогенераторов с поворотом фазы и

объяснить принцип действия, а также формулы для расчета час­
тоты генерируемых колебаний и условия самовозбуждения генера­
торов.

6.6.

Привести

схемы RC-автогенераторов

и объяснить принцип действия, а также

без

поворота фазы

формулы для расчета ча­

стоты генерируемых колебаний и условия самовозбуждения гене­
раторов.

6.7.

Привести

схему

генераторов

с

трансформаторной

обрат­

ной связью, указать условия его самовозбуждения и определить
частоту генерируемых колебаний, если колебательный контур со­

держит элементы: С = 2500 пФ, L = 1,0 Гн.
6.8. Определить ток в параллельном колебательном LC-контуре
и его добротность, если ток в неразветвленной цепи /р
10 мА,
эквивалентное сопротивление LC-контура при резонансе RK=

=

= 10 кОм, а его активное сопротивление R1 = 4 Ом.
;. 6.9. Определить эквивалентное резонансное сопротивление,

ем­
кость конденсатора параллельного колебательного LC-контура,
частоту колебаний при резонансе fr, длину волны 'л электрических
колебаний, если индуктивность контура L = 0,2 Гн,
активное
сопротивление R
10 Ом; добротность контура Q 50.
6.10. Определить частоту генерации LC-автогенератора, по­

=

=

строенного по схеме рис.

6.1, в, при отсутствии нагрузки, а ТaJ\lжения в схеме (рис. 6.8, в), если увеличить: а) сопротивление
'о; б) емкость С; в) сопротивление Rэ; г) сопротивление RH?
6.39. Определите период колебаний и длительность импуль1'01, на выходах мультивибратора (рис. 6,9, а), если С 1
С2 =

=

0,01 мкФ, R1 = R 2 = 1,5 кОм, иl = 4 В, U пор = 1,5 В, R~blx =
50 Ом.
6.40. Как изменится период колебаний и длительность импуль­
,'111\ В задаче 6.39, если: а) увеличить С2 в два раза; б) увеличить Сl
11 Jll3a раза; в) уменьшить R1 до 500 Ом; г)увеличить R2 дО 2,5 кОм?
6.41. Объясните, почему в схеме рис. 6.9, а возможно отсутствие
1,().IIебаниЙ

при

наличии

напряжения

питания?

6.42. Определите
I'II)[ЮВ Rl и R2, при

максимальное значение сопротивления рези­
котором мультивибратор (рис. 6.9, а) теряет
Р:lт)отоспособность. Элементы DD 1 и DD2 выполнены в виде ТТ Л

11 IIYlеют пара метры: И пор
1 кОм, где

RB -

= 1,4 В, Е к = 5 В, И~ЫJl = 0,7 В, RB =
резистор в базовой цепи входного многоэмиттер-

111>1'1) транзистора ТТЛ элемента.

IJ.43. Определите параметры Сl и С2 времязадающих цепей
~1\',;lьтивибратора (рис. 6.9,а), выполненного на микросхемах се­
рllll 155 для получения на выходе импульсов с частотой
= 5 кГц,

f

,'I,I\:IЖНОСТЬЮ

Q = 2, если параметры логики: и~ЫJl
11',:,,1\ = 0,4 В, R~bIx ~ 0,2 кОм, RI = R2 = 1,5 кОм.
Отразится

2,4

В,

на работоспособности схемы рис. 6.9,а
на элементы ИЛИ-НЕ?
(j.45. Как отразится на работоспособности схемы рис. 6.9,6
СI\lеlIа элементов И-НЕ на элементы ИЛИ-НЕ?
Н.46. Укажите, в каком исходном состоянии находятся логи­
'II','I\lle элементы схемы ждущего МВ (рис. 6.10, а) и какое напря­
'1\l'lllle на конденсаторе С?

().44.

Как

=

1:IIIl'Ha элементов И-НЕ

105

6.47. Объясните, почему по окончанию запускающего импульса
схема рис. 6.10, а возвращается в исходное состояние не сразу,
а по истечении определенного времени. От чего зависит это время?
6.48. Определите длительность и период колебаний на выходе эле­
мента DD2 ждущего МВ на микросхемах серии Кl55 (рис. 6.10, а),
если период запускающих импульсов Т зап = 150 МКС, t изап = 2,5 мкс,

и~ыx = 4,5 В, и пор = 1,5, R;bIx = 80 Ом, R = I,Е кОм, С = 0,01 мкф.
6.49. Как изменятся в задаче 6.48 период колебаний и длитель­
ность запускающих импульсов, если: а) увеличить С в 5 раз;
б) уменьшить R в 2 раза; в) увеличить частоту входных импульсов

в 10 раз; г) использовать микросхемы с и~ыx = 9 В, U пор = 2,5.
6.50. На выходе ждущего МВ (рис. 6.10, 6), выполненного на
ТТЛ-инверторах с параметрами и~ыx = 4,5 В, и llор = 1,5 В, R~bIx =
= 50 Ом, R~blX = 1О Ом, U ~ыx = 0,2 В, действует положительный

=

импульс длительностью t зап = 1,5 мкс и амплитудой и ВХ
4,5 В.
Определите длительность формируемого на выходе импульса при
R = 1 кОм, С = 0,01 мкф.
6.51. Определите емкость конденсатора С в схеме ждущего
М В (рис. 6.10, 6), выполненного на ТТЛ-инверторах с параметра­
ми, заданными в задаче 6.50, для формирования импульса длитель­
ностью t и = 25 мкс при R = 0,5 кОм.
6.52. Определите минимальное время восстановления схемы
(рис. 6.10, 6), если используются ТТЛ-инверторы с параметрами,
заданными EJ задаче 650, R = 0,5 кОм, С = 0,1 мкф, Р 1 = 50 Ом,
прямое сопротивление диода 10 Ом.
6.53. Определите период колебаний и длительность импульса в
схеме рис. 6.11, а, если: С = 0,02 мкф, R з = 43 кОм, R 2 = 82 кОм,

R1 = 51 кОм, U:ыхшах = U~ыхшах' Е см = О, R4 =

00,

диоды V Dl и

VD2 отсутствуют.
6.54. Определите

длительность отрицательных tи ! и положи­
тельных
tи 2
импульсов
на
выходе
автоколебательного МВ
(рис. 6.11, а), скважность отрицательных импульсов и частоту,
если навесные элементы схемы R з = R1
10 кОм, R2
10 R1 ,
С = 27 нф, R4 = 00, диоды VD1, VD2 отсутствуют, Е см = 5 В,
тип операционного усилителя - К140УД7, его выходное напряжение
Uвыхшах = -t- 10,5 В.

=

=

6.55. Определите длительность отрицательных импульсов, их
скважность и частоту для автоколебательного мультивибратора
(рис.
6.11, а), выполненного на ОУ К140УД7, имеющем
ивыхrnах = == 10,5 В, с навесными
= R1 = 0,IR 2 = 10 кОм, С = 27
отсутствуют, Е см = О.

=

элементами с параметрами R з
нф, R4 = 00, диоды VDl и VD2

6.56, Как изменятся частота, длительность отрицательных
t И1 и положительных t И2 импульсов и скважность колебаний муль­
тивибратора по задаче 6.53, если резистор R 3 зашунтировать цепью,
состоящей из последовательного соединения диода
ра R4 = R з ?

6.57.

Определите длительность

106

VD 1

и резисто­

ПОJIожительных импульсов, их

"Iшажность

и

частоту

для

автоколебательного

мультивибратора

(I'IIC. 6.11, а), выполненного на ОУ К140УД7, имеющем ивыхтах =
-+-10,5 В, с навесными элементами С = 0,01 мкФ, R з = 30 кОм,
1(1 = 62 кОм, R 2 = 68 кОм, R 1 = 33 кОм, Е см = о. Диоды VD3
11 VD4 считать идеальными.
6.58. Определите, как изменятся длительность положительных
IIМIlУЛЬСОВ, их скважность и частота в схеме рис. 6.11, а, рассчи­
Т~IIIНОЙ в задаче 6.57, если закоротить диоды: а) VD 1, б) VD2.
6.59. Определите длительность выходного импульса, время вос­
становления и период колебаний для схемы ждущего МВ (рис. 6.11,6),
выполненного наОУ

К 140УД7,

если

U :ыхтах

~ 0,01 мкФ, R з = 30 кОм, R2 = R] = 51 кОм,
"ускающих импульсов Т "ап = 500 мкс.

= и;ыхтах, с =
R4 = 00, период за­

Как скажется на работе схемы ждущего мультивибрато­
б) обрыв цепи диода VD 1?
6.61. Какие изменения необходимо произвести в схеме рис. 6.11,6
)\ЛЯ того, чтобы получить на выходе импульсы отрицательной ПОЛЯР­

6.60.

ра (рис.

6.11,

lIOСТИ?

6.62. Какое влияние на работу схемы (рис. 6.11, 6) оказывает
)\Оllолнительная цепь R4, VD2, подключенная параллельно сопро­
тивлению R3?
6.63. Ждущий мультивибратор (рис. 6.11, б) предназначен для
IIOлучения импульсов длительностью tи
10 мкс И выполнен на
ОУ К544УД2 с выходным напряжением ивыхтах = -+-10 В. На­
весные параметры схемы R1 = R з = 10 кОм,
R2 = 100 кОм,

=

1

пФ.
В зависимости от вида фазовращающей цепочки сопротивле~lИе резистора

(200 ... 300)

3.

R:

R = 1/(2л f r V6 С) - для трехзвенной цепочки R-параллель;

R = V6/(2л f r С) - для трехзвенной цепочки C-параллЕ'ЛЬ.
4.

Коэффициент отрицательной обратной связи определяют из

условия самовозбуждения

где К у Икр ~

5.

29

генератора

для генератора о трехзвенной це!ючкоЙ.

Общее сопротивление в цепи отрицательной обратной связи

Roc = R (1 -

R

6. Принимаем 4 = (0,1 ... 0,3)
противления потенциометра

~)/~.

Roc

и вычисляем

величину

со­

R5

С помощью резисторов R4, R5 регулируется коэффициент пере­
дачи ОУ, обеспечиваюший устойчивое самовозбуждение с опреде­
ленной амплитудой и формой выходного сигнала.
Расчет RС-автогенераторов с мостовыми схел1дМИ.
Расчет схемы рис. 6.7, а.

1. Сопротивление резистора R и емкость конденсатора С:
= R 2 = R; С 1 = С 2
С; С
500 пФ; R = 0, 159/(Cfr). Если
получаем R
50 кОм, то выбираем новое значение емкости С и

R1

>

производим

расчет

=

>

заново.

Максимальное сопротивление потенuиометра R4 = 0,45 R.
Сопротивления
резисторов
цепи отрицательной обратной
связи R[ = 1,3 R; R 2 = 2 R; R з = R.
Емкость разделительного конденсатора С р определяем из усло­
вия минимального падения напряжения С р
0,3/(/ rRH), где г (кГц),
RH (кОм), С р (мкФ).
5. Выбор диодов V D1, VD2 производят из условия rА ~ 10 R з •
где Г д = дифференuиальное сопротивление диода.
Расчет схемы 6.7, б.
1. Задаемся коэффициентом 11
0,5 (11
0,5 ... 2).

2.
3.

=

=

2. Сопротивление R1 = R2

V

=

= R~
RBX RubIx , где Rsx ,
соответственно входное и выходное сопротивления ОУ.

114

f

RBbIx-

3. Сопротивление R з = R/(2n) = R.
4. Емкость конденсатора С1 = С 2 = С = Vn/(2ntrR).
5. Емкость конденсатора С з = 2С/n = 4'7.
6. Коэффициент передачи моста из (6.17) на частоте генерации
ВО =

(4n -

1)/12n

+ (l/2n) + 1] =

7. Коэффициент усиления неинвертирующего
спечивающий условие самовозбуждения (6.1),
КуИ

8.
9.

усилителя,

обе­

R4 выбирается равным (1 ... 10)
R5 = R4 (КуИ - 1).

кОм.

1

= i3;; =

Сопротивление резистора

Сопротивление резистора

1/4.

4.

7.

ЦИФРОВЫЕ

КОМБИНАЦИОННЫЕ

УСТРОйСТВА

ТеоретичеСRие сведения и расчетные соотношения
Устройства,
разделяются

оперирующие

на

два

класса:

с двоичной

(дискретной)

комбинационные

и

информацией,

под­

последовательностные

(вре­

MeHHbIe).
Комбинационные устройства
характеризуются
отсутствием
памяти.
Сигналы на их выходах в любой момент времени однозначно определяются
сочетанием сигналов на входах и не зависят от предыдущих состояний. Схе­
мными признаками таких устройств служит отсутствие цепей обратной связи,
т .е.

замкнутых

петель,

Комбинационные

для

прохождения

устройства

сигналов

характеризуются

с

выходов

большим

на

входы.

разнообразием,

однако среди них можно выделить ряд типовых, наиболее часто встречающих­
ся на практике. К ним относятся сумматоры, дешифраторы, шифраторы, пре­
образователи кодов, мультиплексоры, демультиплексоры, схемы сравнения
кодов

и

другие.

Сумматоры. Сумматоры представляют собой
функциональные
цифро­
вые устройства, выполняющие операцию сложения чисел. В цифровой техни­
ке

суммирование

осуществляется

в

двоичном

или,

реже,

двоично-десятичном

коде. По характеру действия сумматоры подразделяются на комбинацион­
ные (не имеющие элементов памяти) и накопительные (сохраняющие резуль­
таты вычислений). В свою очередь,
каждый из сумматоров,
оперирующий
с многоразрядными числами, в зависимости от способа их сложения может
быть отнесен к последовательному или параллельному типу.
Сложение многоразрядных чисел в последовательных сумматорах
осу­
ществляется
лельного

поразрядно,

типа

-

последовательно во времени,

Как последовательные, так
нове

а

в

сумматорах

парал­

одновременно.

одноразрядных

и

суммирующих

параллельные сумматоры строятся

на

Процедура сложения двух п-разрядных чисел иллюстрируется рис.
Сложение выполняется

в

каждом

ос­

схем.

разряде отдельно,

7.1.

но с учетом результата

сложения предшествующего разряда. Так, сложение цифр А] и В 1 младшего
разряда дает бит суммы SI И бит переносз Р]. в следующем (втором) разряде
происходит сложеиие цифр Р 1 , А 2 И В 2 , которое формирует сумму S2 и пере­
нос Р 2 • Операция длится, пока не будет сложеиа каждая пара цифр во Есех

разрядах. Результатом сложения будет число

S = P n S""'SI' где Р" и Sj

отображают 1 или О, полученные в результате поразрядного сложения.
Из рассмотренного принципа сложения следует, что для построения п­
разрядного сумматора необходимо иметь
два типа
одноразрядных схем,
называемых

полусумматором

Полусумматор имеет два

и

входа

полным

А

и

сумматором,

В

для двух

или

просто

слагаемых

и

сумматором.

два

выхода:

S (сумма) и Р (перенос). Обозначением полусумматора служат буквы HS

(ha]fsum -

полусумма). Он не учитывает результата
щего

переиоса
разряда,

из

предыду­

поэтому

может

использоваться только в первом
разряде

ра.

п-разрядного

суммато­

Полусумматоры применяют

также для

сумматора

построения

полного

[14].

Полный сумматор имеет три
входа: слагаемых i-ro раздяда
A i и B i и переноса из (i-I)-ro
Рис.

разряда Р i-l'

7.1

i 16

Описание работы

11"1'0

сумматора

1,1(j,JIИЦ

истинности

,'IIСТ:ШЛЯЮТСЯ

полусумматора и пол-

осуществляется

в

(соответствия),

соответствии

с

Таблuця

которые

~ ~~S

этих схем для сумматора (табл. 7.1).
Схема последовательного многоразряд11"1'0 сумматора приведена на рис. 7.2, а.

О

1
2
3
4
5
6
7

которые синхронно вво­

'I>IТСЯ В сумматор через входы А и В, на­
'1IllIая с младших разрядов. Цепь задержки
IIllсспечивает

хранение

импульса

на время одного такта, т. е, до

1'(

II,IJ1bl

слагаемых

переноса
прихода

следующего разряда,

с

Выходы

I В! I Р е - I

А!

:r;0,o
1::"

III'H последовательном вводе используется
III,IIH, общий для всех разрядов полный сум­
"" "Ор С дополнительной цепью задержки.
I )(jil слагаемых кодируются последователь­
импульсов,

Входы

ь

",-"
,,"1:

принципом

1',I(jOTbI

III>СТЯМИ

7.1

с помощью

Pi

I Sj

О
О
О

О

О

О
О
О
О

О
О

О

1
1

О

1

1

1

О

О

1

1

О
О

1

1

1
1

1
1

О

1
1

О
О

1

1

1
1

I

ко­

IIII'ЫМИ он будет просуммирован . Достоин.' 1110 последовательных сумматоров - малые аппаратурные затраты. Недоста1111( - сравнительно низкое быстродействие, так как одновременно суммируется
,'1111111, пара слагаемых.
Схема параллельного
".,СОМ приведена на рис.
III'рВЫЙ

из

которых

n-разрядного сумматора с последовательным пере·
Она собрана на одноразрядных сумматорах,
работает в режиме полусумматора, для чего на его входе

7.2, 6.

установлен потенциал и о. Слагаемые A j и В ! складываются
IJcex разрядах одновременно, а перенос Р поступает с окончанием опера-

IIl'peHoca P j
1111

сложения в предыдущем разряде.
Быстродействие таких' сумматоров ограничивается задержкой
каждого разряда. Суммарное время задержки переноса tnJ:.

11 1111

=

1"

переноса
так

nt n,

":II( формирование сигнала переноса на выходе старшего разряда не может
1111ОIIЗОЙТИ до тех пор, пока сигнал переноса младшего разряда не распростра11 IIТСЯ последовательно по всей системе.
Время переноса существенно уменьшается в схемах с
параллельным
(ускоренным) переносом, принцип которого заключается в том, что для каж11,1>1'0 двоичного разряда дополнительно формируются два сигнала: образова­
"IIН переноса О и распространения переноса Н, соответственно равные:

О! =

=

Н!

A{B j ,

А!

+B

j•

I':сли 01 = 1, т. е. А ! = В ! = 1, в i-M разряде формируется сигнал пере носа Р !
следующий высший разряд независимо от формирования функций суммы
1\ нредыдущих разрядах. Если хотя бы одно из слагаемых А ! или В ! равно 1
(Т, е. Н j
1), то перенос в следующий разряд произойдет при наличии сигнала
""реноса из предыдущего разряда. Если функции распространения переноса
1. ;щух соседних разрядах равны 1, т. е. Не = H j +1 = 1, и при этом существует
,'IIГllал переноса P i - 1 из предыдущего разряда, то перенос производится не11

=

+

11' II'rедственно

в разряд с номером i
2.
Процесс и схема формирования ускоренного переноса описываются урав,

1\"11

нем

Pi

= О!

+ HjO i _ + HiHi_l0j_2 + ... + Н;Нц . . , H

А; А 3М S $;
8,- 8

1i--1

Р

1

А,
8,

А SM.5
8
Р

Р

Jf

Pf
А!
В!

Р 3М

8

$2

3

А
Р

Р!

-"71;
8л

а

о
Рис.

2 H 1 Po•

7.2

117

Р .5М
А

.5

В

Р

8л

Р/1

tf

а
Рис.

CYM~aTOpы
туру

7.3

входят

нескольких

в

серий

номенкла­
микросхем

ТТ Л 11 КМОП. Условиые обозначения
микросхеы Кl55ИМ2 и Кl55ИМ3 при­
ведены на рис. 7.3, а и б.
При последовательном соединении
микросхем
рядности

с целью наращивания
выход

переноса

2

раз­

непосред­

ственно соединяют со входом

переноса

микросхем, принадлежащих более вы­
соким

а

разрядам.

Дешифраторы. Дешифратор (де­
кодер) - это комбинационное устрой­
ство с несколькими
циям

входных

входами

сигналов

и

Рис.

выходами, у

7.4

которого определенным

соответствует активное соС'юяние

одного

комбина­

из

выходов,

Дешифраторы преобразуют двоичный и двоично-десятичный коды в унитар'
ный код, т. е. код двоичного п-разрядного числа, представленного 2n разря­
дами, только один из разрядов которого равен 1.
Дешифраторы могут быть полными инеполными. У полного дешифра.
тора n входам соответствует 2n выходов. У неполного дешифратора число вы.
ходоп т
2n.
Известны три основные структуры дешифраторов: матричная
(линей­
ная), каскадная и пирамидальная.

<

Матричные

(линейные)

дешифраторы

состоят

из

2 n логических

cxe~

совпадения, каждая из которых имеет n входов. На входы этих логически
элементов подаются все возможные комбинации прямых и инверсных разря.
дов дешифрируемого числа Х. Пример матричного дешифратора 3 Х 8 пр

веден на рис. 7.4, а, а его условное обозначение-на рис. 7.4, б.
Матричные

дешифраторы

имеют

самое

высокое

~

быстродействие. Врем

задержки появления сигнала на выходе в дешифраторах сп-входными логи

ческими элементами составляет время задержки
но

их

недостаток

-

большое

число

разрядности. Этот недостаток менее
логики. Пример схемы дешифратора

ВХQДОВ

одного элемента (tз~

логических

существен

при

элементов

с

использовании

=

'8)~

РОСТО

ДИОДНО

3 Х 8, выполнеНIIОГО на диодной логИ
ке, приведен на рис. 7.5. Для того чтобы такой дешифратор обладал свойс~

вом

наращиваr.мости

для

увеличения

разрядности

входного

числа,

он

ДОЛ

жен строиться из одинаковых схем (на рис. 7.5 обведены пунктирной лин~
ей). Так, матричный дешифратор 2 Х 4 может быть построен на основе дву
таких схем, дешифратор 3 Х 8 - на основе трех схем, дешифратор 4 Х 16
на основе 8 схем, дешифратор 5 Х 32 -- иа основе 20 схем и т. д.
;
При каскадном построении дешифраторов входное число разбивается н
несколько

до

подчисел,

количество которых может находиться в

[iJ. При нечетном значении

ну ближайшего большего

n

диапазоне

от

количество подчисел округляется в CTOP~

целого числа. Для

ются все его минтермы путем построения

118

каждого подчисла

отдельных

матричных

формиру4
дешифр ••

fE

~---С~--++---,*----+r----+~~Н---~r----+-----~s

~--~J--+r-~~--~----~~~---1~~+----D4
~--~=r--н---~--~+r--~~--~--~+----+----~1
~--~J--++----r~~r-~~--~г---~~~----D2
~--~~-4+----+~~+---~~,*~~~--~-----O,

~---~=r~Н---~~-,~--~~~~----+---~----Dо

Рис.

7.5

,х2.7:,

...
Ри"О2,,4
.х8 Х8 Х7 Х7Х.ХО

Рис.

7.6

IIIIЮ[J. Все дешифраторы подчисел составляют первый каскад дешифратора.
I,;IЖДОМ последующем каскаде образуют конъюнкции минтермов из преды1\ II\('ГО каскада. В зависимости от n и 'lИсла входов логических элементов
I,.Н'I(;ЩНЫЙ дешифратор можно выполнять в различных
вариантах,
отли­
'1,111
информационными входами «четыре линии К одной» (4 Х 1)
приведен

Н;] рис. 7.13, а, а условные обозначения микросхем мультиплексоров К155КП7,
1\ I 55КП1 и К155КП5-на рис. 7.13, б, в, г.
Мультиплексоры КМОП строятся на основе дешифраторов и двунаправ­
'](']II!ЫХ вентильных ключей. Поскольку ключи КМОП могут проводить ток
11 )(вух направлениях, мультиплексоры на них могут быть использованы и в
р]>ращенном режиме в качестве демультиплексоров устройств,
коммути­

I'\'IOЩИХ сигналы от одной

шины

]]],]Х сигналов используется

как выходной для мультиплексора или как вход·

к нескольким.

[23

Общий

ввод информацион­

/o.===t:I1&ГJ7f l
А

Of-+--~~-I

F

.G2-t---t-н-н

i

F

8
0з-=;..н--I

(J
Рис.

7.13

ОО'

ОМ

002

ио

A-.----I
8-+-.---1
&-+-........_-1

A ........-~
B--f-;~-f

&-++1--'
0-++-if-9-1

Рис.

7.15

.io

(Jf

F

ХО

Хо
Zf
Рис.

,z:z

7.14

В
Рис.

ной

для демультиплексора.

сор-демультиплексорами,

Эти

устройства

коммутаторами,

нередко

7.16

называют мультиплек­

селею арами.

Мультиплексоры, выпускаемые в виде отдельных микросхем, имеют
ограниченное число информационных входов (не более 16). Для увеличеНИR
числа входов мультиплексоры наращивают объединением нескольких муль­
типлексоров в пирамидальную (древовидную)
или параллельную системы.

Пирамидальные мультиплексоры строятся
по каскадному
принципу.
Число каскадов определяется требуемым числом входов и числом
входов

124

Таблица

реальныХ микросхем и может быть ~,
реже 3 и более. На адресные входы муль­
типлексоров

первого

~lЛадшие разряды
~lультиплексоров

каскада

кода

подаются

адреса.

первого

"':О
0."'

Выходы

каскада

~~

пода­

т.

разряды

д. В последнем

ется

l1а

одна

кода

адреса

и

k-M

каскаде оказыва­

микросхема

мультиплексора,

О

I

О

О

Р

Урав HL:IIHe

1

1

О

О

I

вых ода

р=

О

I

--

1

1

О

О

О

1

О

1

1

6

1

1

О

7

1

1

1

з

О

4

1

5

1

- - -- - -

7.14 [7).

разрядность,

микросхемы

О

2

р=

-- - - - -

- - - - -- -- --

Недостатками пирамидалыlЫХ структур
являются повышенный расход микросхем
н снижение быстродействия.
Если
микросхема
мультиплексора
имеет разрешающий вход, то за счет его
использования
как
информационного
нарастить

О

- - - -- - - - -

каскада, а на адресные - стар­
шие разряды кода адреса. При наличии
стробирующих входов все они объединя­
ются общей шиной. Пример пирамидаль-

(l1-1)-ro

можно

О

I
I

- - - -- - - - - - -

ключаются выходы всех мультиплексоров

отдельные

х.

- - - - -- - - - - -

информационные входы которой под­

110Й структуры приведен на рис.

Х,

:с:3.

этих микросхем подключаются следующие
старшинству

Х2

0"1:

ются на информационные входы микро­
схем второго каскада. На адресные входы
по

1.4

6",

р=

--- ---- -1

- - - - - -- - - --

р=

О

включая

параллельно.

В этом случае разрешающие входы
всех мультиплексоров подключаются к выходам дешифратора, на входы кото­
рого подаются старшие разряды кода адреса. Адресные шины младших раз­
рядов объединяются через схему ИЛИ. Пример объединения двух мультиплек­
соров 8 Х 1 в один 16 Х 1 приведен на рис. 7.15. Для этой схемы достаточен
дешифратор 1 Х 2, который реализуется на инверторе.
Быстродействие таких мультиплексоров существенно выше и не

от

разрядности.

Время

задержки

входного

времени задержки одного корпуса, т. е. tз~

=

сигнала

iз~

комбинационных,

а

в

ряде

случаев

и

входов.

Рассмотрим, например, логическую

7.4.

заданную табл.

функцию

коммутаторы, но
использования­

последовательностных

логических схем. На мультиплексорах можно реализовать
скую функцию, содержащую до n
1 переменной, где n -

+

равно

tз ·

Мультиплексоры могут использоваться не только как
и для других цепей. Одна из перспективных областей их
реализация

зависит

практически

F

любую
логиче­
число адресных

трех

переменных,

Если переменные Хl и Х 2 взять В качестве адресных

сиг­

налов, то значение функции F зависит от значения сигналов, установлен н ых
113 соответствующих информационных входах мультиплексора.
При Х] =

=

Х2

=

О из табл. 7.3

от значеtJия

F

Хо

F

=

видно, что F

1.

При

Х1

=

=

О,

Х;;.
Х2

При Хl

=

= 1 F=

1, Х 2 = О независимо
Хо,
при
Хl = Х 2 = 1

= Хо.
Таким

образом,

Do = Х;;, D 1 = 1, D 2
цию (рис. 7.16).

если

=

на

Хо, D з

информационные

=

входы

подать

информацию

Х;;, то такая схема реализует искомую функ­

Демультиплексоры.
Демультиплексоры
в функциональном
отношении
противоположны мультиплексорам. В них сигналы с одного
инФормацион­
ного входа распределяются в необходимой последовательности
по несколь­
ким выходам соответствующим кодам на адресных входах. При n адресных
оходах демультиплексор может иметь до 2n
выходов.
Принцип работы демультиплексора поясняет рис. 7.17, а, где Х инфор­

~Iационный, А

-

адресный входы. В зависимости от сигнала А по адресному

входу открыт верхний или нижний логический элемент И и через него сиг11---

8х.'

--о

8'('2

Рис.

8.8

144

Условие С'ткрытого со~тояния

+R

RK2

в

схемах

на

ниевых
ловие

/ ко

"" ВRю

R2

транзисторах

состояния

источник смещения

больше,

триггера

на

(8.5)

.

~ О, а пороговое напряжение

транзисторов существенно
закрытого

--:;;. - -

1

кремниевых

ствовать, так как

Ек

Е см

Ек

-",---:-=- -

чем

у

И пор

может отсут­

отпирания

германиевых,

кремниевых

KP~M­

поэтому

транзисторах

ус­

можно

записать

ИО
где

ИО

жению

-

напряжение

логического

на

насыщенном

к
Процесс

1

переключення

переключения

триггера

имеет вид

(8.6)

триггера состоит из четырех этапов: рассасывания

подготовки (tп), регенерации (tper) и установления иу):

/
где

соответствующее напря­

= MK/(R 1 + RK ) > 1.

t pac

тока

транзисторе,

нуля.

Условие лавинообразного

(tpac),

+ /Ko R < И пор '

И БЗ -

напряжение

запускающего

иа

= 'ta (у -

1),

(8.6)

I И БЗ I
т зап

базе

R = (0,1 - .. 0,2)'ta •

(8.7)

К

закрытого

транзистора;

1т зап -

амплитуда

импульса

(8.8)

ет

Процесс установления напря жений происходит одновременно и включа­
установление напряжений на коллекторах закрывшегося и открывшегося

транзисторов и
ния

на базе закрывшегося транзистора. длительность установле­

напряжения

на

коллекторах

транзисторов:

закрывшегося

(8.9)
открывшегося

'у • о ~ 3'tc 'П

---------1
Та

1-

где Те

=

(8.10)

-

-;-......,.-:-;--..,....".Те 1 - 1и Бз 1/ Е к

RKRr
R1 =CRK :

С RK

+

на базе закрывшегося

транзистора

ty • Б

=

R1 R2
+ R2

зс R1

(8.11)

Продолжительность стадии установления определяеrся большей из дли­
тельностеЙ. Минимально допустимый интервал между запускающими импуль­
сами определяет разрешающую способность триггера

tразр

= tpac + t п + 'рег + !у'
145

(8.12)

Zn

Максимальная

частота

переключеНlIЙ

F maJl!

Z,

8.9

Рис.

=

триггера

I/t peг '

(8.13)

Регистры. Регистры предназначены
для хранения и преобразования
многоразрядных двоичных чисел. Они представляют собой упорядоченную
последовательность

триггеров

и

используются

в

качестве

и запоминающих устройств. генераторов и преобразователей
ков, делителей частоты, узлов временной задержки и т. п.

Элементами структуры

регистров

являются

управляющих

кодов,

счетчи­

асинхронные и синхронные

D-, RS- или J К-триггеры с динамическим или статическим управлением и
вспомогательные логические элементы. Число разрядов в регистре называет­
ся его длиной. В n-разрядный регистр можно записать 2n разрядных слов,
т .е. регистр может находиться в 2 n различных состояниях.
Занесение информации в регистр называют операцией ввода или записи.
Выдача информации к внешним устройствам характеризует операцию
вы­
вода

или

считывания.

Все регистры в зависимости от функциональных свойств
подразделя­
ются на две категории: накопительные (регистры памяти, хранения) и сдви­
гающие. В свою очередь сдвигающие регистры делятся:
по способу ввода и вывода информации на параллельные, последователь­
ные и комбинированные (параллельно-последовательные и последовательно­
параллельные);

по
и

направлению

переди

(сдвига)

информации

на

однонаправленные

реверсивные.

Обобщенная функциональная

схема регистра представлена

на рис.

8.9.

Она состоит из триггеров ТТ и комбинационной схемы КС. Входы Уl" .Уm'­
сигналы микроопераций; Х N И гn - информационные входы и выходы реги­
стра; А и В - информационные входы триггеров; С - тактирующие входы.
Наиболее распространенными микрооперациями регистров являются:
1. Установка исходного состояния (например, нулевого) - Yl'
2. Прием (запись) слова - У2'
3. Поразрядное логическое умножение двух слов - Уз.
4. Поразрядное логическое сложение двух слов - У4'

5.
6.
7.
8.

Поразрядная сумма двух слов по модулю 2 - УБ'
Сдвиг слова на j разрядов - Уа.
Инвертирование разрядов слова - У7'
Выдача слова в
прямом - Уа,
обратном - Уя,

парафазном

-

YIO

кодах.

Микрооперация Уl состоит в установке каждого разряда либо в О, либо в
Для ее выполнения целесообразно использовать асинхронные R и
вхоДы

1.
S

триггеров.

При выполнении операции У2 в l-й разряд регистра записывается цифра
I(t,

т. е.

Qit

==

Х i(t-l)'

146

Для

микроопераций

Уз, У4 И УБ можно

Qi(t-l)Х i(t-l);

Qit =
Qit

=

записать соответственно

Qi(t-I)

+ Xi(t-l);

Qit = Ql(t-l)

Е9

Xi(t-l)'

Микрооперация У6 может быть записана

Qit

=

Q(i-i)(t-I) -

при сдвиге влево;

Qit

=

Q(i+i)(t-l) -

при сдвиге вправо.

При выполнении микрооперации У, осуществляется преобразование инфор­

i-M

мации в

триггере в соответствии с уравнением

Qit
В процессе выполнения
не

изменяется.

Для

= Qi(t-I)'

микроопераций Уs' У9 и YIO состояние регистра

выдачи слова в прямом

коде

к

выходам

ключаются прямые выходы триггеров Qi' в обратном выдаче в парафазном коде и прямые, и инверсные.

регистра

под-

инверсные Qi' а при

Синтез регистров сводится к выбору типа триггеров и синтезу КС, фор­
мирующей функции

роопераций

возбуждения

триггеров

при

выполнении заданных мик­

[17].

Счетчики. Счетчиком называется устройство, сигналы на выходе кото­
рого в определенном коде отображают число
импульсов,
поступивших
на его вход. Число разрешенных состояний счетчика называют его модулем

или

коэффициентом счета
Основными

К сч '

временными

характеристиками

ыальная частота поступления
одного

состояния

в

счетных

счетчиков

f сч

импульсов

являются

макси­

и время перехода из

другое.

По характеру операций счета счетчики делятся на суммирующие, вычи:
тающие

и

реверсивные.

В зависимости от основания
ется

счет, они могут быть

ричными

и

системы счисления,

двоичными,

в

которой осуществля­

двоично-десятичными,

двоично-пяти­

Т.д.

По схемным признакам счетчики

могут быть асинхронными и синхрон­

ными.

В асинхронных счетчиках на тактирующие входы синхронных

или

на

информационные входы асинхронных триггеров

триггеров

информация

поступа­

ет с выходов соседних триггеров, поэтому триггеры в таких схемах срабаты­

вают неодновременно, а последовательно, друг за другом. В синхронных
счетчиках все триггеры переключаются одновременно под действием общего
синхронизирующего
триггеров

сигнала,

поступающего

на

тактирующие

входы

всех

одновременно.

По способу организации цепей переноса они делятся на схемы с после­
довательным,

параллельным

и

групповым

переносом.

В счетчиках с последовательным переносом перенос в соседний старший
разряд формируется
только
после переключения
триггера в предыдущем
разряде. Их быстродействие определяется суммой времен уr.тановления (за­
держки) триггеров всех разрядов.
i.·
В счетчиках с параллельным переносом аргументами фу;шций переносов
для

каждого

ветствующих

разряда

руются одновременно.
ления одного триггера
разрядов

являются

только

сигналы

нз

разрядов, причем переносы для всех

выходах

разрядов

+ 1)-го

соот­

форми­

Их быстродействие определяется временем установ­
и одной комбинационной схемы независимо от числа

счетчика.

Цепи сквозного переноса организуются таким образом,
переноса

триггеров

счетчика

i-ro

разряда.

формируются

чтобы функция

разряда счетчика являлась аргументом функции переноса

В этом случае

поочередно,

сигналы

переносов для

начиная с младших

147

каждого

(i

+

разряда

разрядов счетчика. Счетчики

!I

:z:
Рис.

8.10

со сквозным
переносом
требуют
меньшего
числа
логических элементов
для организации цепей переноса, но уступают счетчикам с параллельным

пере н ос ом в быстродействии. Их быстродействие определяется в худшем случае
переключением

n

логических

схем

в

цепях

сквозного

переноса

и

одного

триггера (n число разрядов счетчика).
В счетчиках с гру пповым переносом разряды счетчика разбиваются
на
группы. В
пределах
одной
группы
обычно
организуется
параллельный
перенос, а между группами последовательный или сквозной.

Если счет выполняется в канонической двоичной системе счисления (в
однородной позиционной двоичной системе СЧИСJlения с естественным поряд­
ком весов), то такой счетчик называют с естественным порядком счета. Коэф-

фициент счета при этом может быть К сч
счет выполняется от О до К сч .

-----+--

0---......-----40----<

U4r~

U/1~

1

t

I

I

,

,

1

IJA/XF\r'
Еm

О

t
а
Рис.

9.1

R81f

W

l/8K
UOfp·i---J:~~--~
О

V,lP

О

14--++---1t...-__

,

,

t

r~--..J'

1
:

ц8ыx~'
I
U~~
Есм
СА/2
Е

•f

t

tJ

'О

Рис.

RtJ'P

1J8x

УО Ц8ык

Rc

U8"/Jf
О

Рис.

9.3

I

i

1

,:Н_~Б ..t
\~7

~'~
/\
ОС/1
~~~
01
IVI I ..t

О

а

1 1
I

9.2

"''''~

1 8-110

t

t

1

V\

I

I

I

..t
t

Рис.

9.4

называемое дина:'1Ическим

смещением,

ния.

9.3.,

Так,

в

схеме

рис.

RorpR c

'зар = Rогр
Таким

образом,

которое

играет роль

источника

смеще.

а

+ •R

С

'раз> Т зар

И,

(9.1):

С,

следовательно,

при

симметричной

форме

входного сигнала на конденсаторе С появляется постоянная составляющая
напряжения и со (рис. 9.3, 6), .значение которой определяется разностью 't зар

И '[раз' Такие схемы называют также фиксаторами уровня.

Если сопротивление резистора Rol'p

=

О, то '[зар"'" О И схема рис. 9.3, а

выполняет роль фиксатора

нулевого уровня, временная

которого приведена на рис.

9.3,

диаграмма

работы

в.

Диодные ограничители можно использовать также для временной селек­
ции
(стробирования)
импульсов, когда в зависимости от управляющего
(стробирующего) сигнала входной сигнал подключается или
отключается
от нагрузки. Пример такой схемы приведен на рис. 9.4, а. Эта схема позво­
ляет селектирdвать как однополярное, так и двухполярное напряжение. Вре­
MeHHble диаграммы работы этой схемы приведены на рис. 9.4, 6.
В течение длительности селекторного (управляющего) импульса t упр селек'

тирующее напряжение U упр положительно, все диоды открыты и точки А и ~'
имеют один и тот же потенциал,

подается
импульсов

иВЫХ

= О.

на

выход

(и вых

напряжение

ДЛЯ

т. е. входное напряжение

= и вх ).

U упр

В

остальной

отрицательно,

части

диоды

И нх без искажени

периода

закрыты

и

селекторны
напряжени.

этого необходимо, чтобы отрицательное напряжение U упр пре1

вышало амплитуду сигнала U ох тах'
I
Ограничение входного сигнала в усилителях-ограничителях на транзис'­
торах основано на потере транзистором усилительных свойств в области от­
сечки и насыщения. Основной схемой усилителя-ограничителя является схе­
ма с общим эмиттером (ОЭ) (рис. 9.5, а). Для получения двустороннего огра·
ничения рабочую точку Р выбирают на середине нагрузочной прямой (рис. 9.5,б).
В этом случае токи базы и коллектора в рабочей точке составшнот

При поступлении
ное

напряжение

и

ток

входного сигнала соотвстствуюшеii
коллектора

ограничиваются

на

амплитуды

ВЫХОД-,

уровне

(9.2)
170

Рис.

Если ВХОДНОЙ
Н'ЛЬJlOсть фронтов

сигнал

изменяется

по

синусоидальному

выходного наIlряжения составляет

t

'ф.НhIХ

где t ф • вх =

9.5

-

1; 2

~ I ф . вх

-

Iк.и-/рк

Последним

=

При

параметром

можно

дли-

(9.3)

=

~iБ'

2:rtf 11\ тах
:rt к тах
IIИЯ, определяемое инерционными свойствами транзистора.
tф . БЫ'<

то

+ ',,'2

1к тах

2 [1

заI{ОJlУ,

[24]

пренебречь,

если

tи -

время нараста-

{ а :;;" 1,5~/tф. вх'

Тогда

t ф • БХ.
заданной

длительности фронт - - - . = ........-

t

Рис.

9.13. На
9.2, в)

(рис.

и вхm .

9.12

вход двухстороннего параллелыюго ограШIЧIlтеля
поступает синусоидальное напр яжение с амплитудой

Как следует выбрать

напряжения

смещения

Е еМ1 ]1 Е СМ2

для того, чтобы: а) длительность фронтов выходных импульсов была
МИНlIмальной; б) скважность положительных выходпых импульсов
была равна Q = 2; В) скважность положительных ИМIIУЛЬСОВ была
равна произвольному значению Q? Диоды считать идеальными.
9.14. Объясните, как отразится на работе схемы двухстороннего
параллельного ограничителя (рис. 9.2, в), на вход которого посту­

пает синусоидальное напряжение: а) короткое замыкание
б) короткое замыкание VD2; в) обрыв VD1; г) обрыв VD2?

VD 1;

9.15. Объясните, как отразится на работе схемы двухстороннего
последовательного ограничителя (рис. 9.1, в), на вход которого по­
ступает

синусоидальное

паrrряжение:

а)

короткое

замыкание

VD1;

б) короткое замыкание VD2; в) обрыв VD1; г) обрыв VD2?
9.16. На вход схемы двухстороннего последовательного огра­
ничителя (рис. 9.1, в), в которой каждый из диодов включен в об­
рагном направлении (с общей точкой на аВодах диодов), подаются
экспоненциальные импульсы (рис. 9.11, а). Внутренние сопротив­
ления ИСТОЧНИКОВ равны нулю, диоды идеальны, R1
R2' Нари­
суйте BpevreHHbre диаграммы выходного сигнала и определите напря­

=

жения на выходе

схемы

в отсутствие входных импульсов и ампли­

туды выходных импульсов И вых m\ И Ивыхm2 при действии поло­
жительных и отрицатеIIЬНЫХ импульсов на входе, если; а) и о
О,
Иml=Иm~,=12 В; Е 1 =5 В. Е 2 =7 В; б) И,,=О, И m \=И m2 =
12 В; Е 1 = 7 В. Е 2 = 5 В.

=

=

9.17. Н а вход схемы двухстороннего параллельного ограни­
чителя (рис. 9.2, в) поступают импульсы (рис. 9.11, а) при и о = О,
И тl
и т2 = 12 В. Внутреннее сопротивление источников равно
нулю, диоды идеальны. Нарисуйте временньте диаграммы выход·

=

ного сигнала и определите напряжение на выходе схемы в отсутствие

входных импульсов и амплитуды выходных импульсов и Быхm! И
U выхm2 пm] действии положительных и отрицательных импульсов
на входе, если: а) Е 1 = 7 В. Е 2 = 5 В; б) Е 1 = 5 В, Е 2 = 7 В.

9.18. Объясните, какое напр яжение установится на 13ыходе
cxe\'lbI рис. 9.12, а, если на ее вход подается синусоидальное напря­
жение с амплитудой И"'m= 25 В. и какое максимальное обратное
наПРЯ'l\сние будет на Дl!оде VD?
9.19. На вход схемы рис. 9.12, в поступает двухполярнос прямо­
уголыюе симметричное напряжение без ПОСТОЯIJНОЙ составляющей

178

е амплитудой И ВХ та!{ = 10 В, периодом Т = 20 мкс,
скважностью Q = 2. Параметры схемы С = 0,15 мкФ, Е см = О,
R1 = 10 кОм, R, 1 кОм, прямое сопротивление диода R лр =
= 30 Ом, обратное R обр = 300 кОм. Определите динамическое сме­
щение И ДИН (постоянную составляющую) выходного напряжения и
время установления стационарного состояния tycT •
(меандр)

=

9.20. На вход схемы рис. 9.12, в поступают двухполярные
прямоугольные симметричные напряжения без постоянной состав­
ляющей (меандр) с амплитудой U ВХ шах = 30 В, периодом Т = 10 мкс
И скважностью Q 5. Параметры схемы Е см
О, С
0,1 мкФ,
R1 = 10 кОм, R2 2 кОм, прямое сопротивление диода R лр
= 10 Ом, обратное R обр = 1 мОм. Определите динамическое сме·

=
=

=

=

=

щение

. U ДИН (постоянную составляюшую) выходного напряжения.
9.21. На вход схемы рис. 9.12, в поступает синусоидальное

напряжение Uвх=Uвхтsiпwt С амплитудой и вхm =50 В. Пара­
метры схемы Е см = О, R 2 = О, диод идеальный, CR 1 ~ Т, где Т­
период входного напряжения. Определите динамическое смеще­
ние U ДИН выходного напряжения.
9.22. На вход схемы рис. 9.12, в поступают положительные
прямоугольные импульсы с амплитудой И ВХ тах
20 В, длитель­
ностью t и = 5 мкс И периодом следования Т
25 мкс. Определите
амплитуды выходного напряжения и нарисуйте его временную ди­
аграмму при Е см = - 10 В, R 2 = О, диод считать идеальным,
CR 1 ~ Т.
9.23. Используя условие задачи 9.24, определите амплитуды
выходного напряжения и нарисуйте его временную диаграмму,
если tи = 10 мкс, Т = 35 мкс, И вх тах = 25 В.
9.24. Определите, какими должны быть параметры схемы
рис. 9. 12, в, напряжение Е см и его внутреннее сопротивление
для того, чтобы обеспечить фиксацию оснований отрицательных
импульсов на уровне И дии
10 В. Каким условиям должны удов,
летворять элементы схемы, чтобы искажения были минимальны?
9.25. На вход схемы (рис. 9.3, а) от генератора прямоуголь·
ных импульсов С Rви = 75 Ом поступают импульсы положитель­
ной полярности с параметрами U т
10 В, t и = 14 мкс, = 20 кГц.
Определите спад вершины импульса, время заряда конденсатора
и амплитуду положительного выброса на выходе, если С = 0,1 мкФ,

=

=

=

f

=

Rorp

= О,

Rлр

=

50 Ом, Rобр =

00,

Rc = 2 кОм.

На вход схемы рис. 9.3, а от генератора прямоуголь­
ных импульсов С Rви = 50 ОМ поступают импульсы положитель­
ной полярности с параметрами и вхт
12 В, t и
10 МКС,
60 кГц. Определите требуемую емкость конденсатора С для
обеспечения коэффициента спада вершины б в
0,1, если Rorp =

9.26.

=

=

= 10 Ом, R лр

=

50 Ом, R oop

=

00,

Rc = 10

=

f=

=

кОм.

=

В схеме транзисторного ограничителя (рис. 9.5, а) Ек.
В, RK = 500 Ом, ~ = 40 применен транзистор ГТ308А. Оп­
ределите необходимый начальный ток lРБ для получения симмет­

9.27.

= 12

ричного

двухстороннего

ограничения

соидальной формы.

179

входного

напряжения

сину­

fк,MA

60

800мкА

700
800
';00
400
JOO

0,4-

200

0,2

0,8
0,8

10
о

2

4- 6' 8 fO 12 14 16ик8,8

О

а

Рис.

9.13

9.28. В схеме транзисторного ограничителя (рис. 9.5, а) обеспе­
чивается режим двухстороннего симметричного ограничения. Как
изменится длительность фронтов выходного напряжения, если:
а) увеличить амплитуду входного сигнала; б) увеличить частоту
входного сигнала; в) увеличить R1 ; г) увеличить EKI?
9.29. Определите амплитуду входного синусоидального напря­

I

жения в схеме (рис. 9. 5, а), обеспечивающую длительность фронта
выходного сигнала t ф = 2 мкс при Ек. = 12 В, RK = 500 Ом, ~ =
= 40, транзистор ГТ 308А (характеристики см. рис. 9.13) прю
а) fl = 30 кгц; б) f2 = 60 кГц.
9.30. Определите необходимый начальный ток базы /РБ в схе·
ме транзисторного ограничителя (рис. 9.5, а) при Ек. = 12 В,
RK = 500 Ом, ~ = 40, транзистор ГТ 308А (характеристики см.
рис.

9.13) для получения ограничения снизу на нулевом уровне.
9.31. Определите начальный ток базы /РБ в схеме транзистор­
ного ограничителя рис. 9.5, а, выполненного на транзисторе ГТ 308А,
с характеристиками рис. 9.13 при Ек. = 12 В, RK = 500 Ом, ~ =
= 40 для получения ограничения: а) снизу на уровне и вх /2; б)
сверху на уровне и вх /2.
9.32. Определите, где необходимо выбрать рабочую точку
в схеме рис. 9.5, а для ограничения входного сигнала: а) снизу
на нулевом уровне; б) сверху на нулевом уровне; в) симметричного
двухстороннего?
9.33. В схеме рис. 9.5, а обеспечивается режим двухстороннего
симметричного ограничения. Как изменится режим ограничения,

если: а) увеличить RK; б) увеличить RБ?
9.34. В схеме рис. 9.5, а обеспечивается режим ограничения
входного сигнала сверху на нулевом уровне. Как изменится уро­
вень ограничения положительной полуволны и вх , если: а) увели­
чнть амплитуду входного сигнала; б) уменьшить RK; в) уменьшить
RБ; г) уменьшить Ек.?
9.35. Определите коэффициенты передачи К1 и К 2 И напряжение
ограничения Иогр ограничителя на ОУ (рис. 9.6 а), если: R1
= R2 50 кОм, R з 5 кОм, R4 = 30 кОм, Е см = 10 в, И пор
= 0,5 В.

=

=

=

=

180

Ограничитель собран по схеме рис.

9.36.

9.6.,

а. Определите.

как влияет на соотношение коэффициентов передачи К 21 К1 : а) на­

пряжение смещения; б) значение сопротивлений R1 , R 2 , R з • R 4 ;
в) напряжение питания ОУ?
9.37. Каким будет в схеме ограничителя рис. 9. 6, асоотношение
между коэффициентами передачи К 2 1К 1 • если: R1 = R 2 = 1 кОм,

Rз

= 100 кОм, R4 = 50 кОм, Е см = 10 В?
9.38. Как изменятся коэффициенты передачи

К 1 и К 2 И стабиль­
ность напряжения ограничения ограничителя на ОУ (рис. 9.6, а),
если вместо диода использовать транзистор с ~ == 50?
9.39. Определите положительное иогр 1 и отрицательное иогр2
напряжения ограничения для схемы рис. 9.6, в, если напряжения
стабилизации стабилитронов VDl и VD2 соответственно равны
U cT1 ==7B, и ст2 ==9В.
9.40. Определите коэффициенты передачи К 1 и К 2 ограничи­
телей: а) рис. 9.6, в, б) рис 9.6, г, если R 1
R 2 20 кОм, со­
противление открытого и закрытого стабилитронов при обратном
смещении соответственно RofJp 1 = 200 Ом, Rобр 2
500 кОм, пря­
мое сопротивление стабилитрона R пр == 100 Ом.
9.41. Определите положительное ИОГР1 и отрицательное и ОГР2
напряжения ограничения и коэффициенты передачи К 1 И К 2 для
каждой полярности входного напряжения для GxevrbI риt. 9,6, д,
если: R1 = 1 кОм; R 2 = 2 кОм; R з = 4 кОм; и. = 10 В; и 1 =
-8 В.

==

==

==

=

U:

9.42. Определите положительное и;;ых и 01lрицательное
1X
на выходе схемы РИG. 9.6, е, еGЛИ: RH = 2 кОм;
R1 = R2 = 10 кОм; и ВХ = ::!:: 1 В, пороговое напряжение диода
U пор = 0,5 В, напряжения питания усилителя Е 1 = 12 В; Е 2 =
=-12В; Koy=I03.
9.43. Определите напряжение срабатывания и отпускания в схе­
ме триггера Шмитта рис. 9.7, если: Е к = 20 В; RKl == 1,8 кОм;
RK2 = 600 Ом; Rэ = 150 Ом; R 3 = 18 кОм; R4 = 33 кОм; Uпор =
== 0,6 В.
9.44, Как изменятся пороги срабатывания и отпускания в за­
даче 9.43, если: а) увеличить Rэ до 200 Ом; б) уменьшить сопро­
тивление R4 дО 2,7 кОм; в) увеличить сопротивление RKl до
2,0 кОм; г) увеличить сопротивление RK2 дО 800 Ом?
9.45. В схеме триггера Шмитта конденсатор С ошибочно впаяли

напряжения

параллельно резистору Rэ. Объясните, как это скажется НCI работо­
способности триггера?
9.46. В схеме триггера Шмитта отсутствуют делители R3,
R4. Определите пороги срабатывания и ср , отпускания Uотп и ши­
рину петли ГИGтерезиса ди, если: Е к
15 В; Rю
1,8 кОм;

RK2 == 600
9.47.

Ом; Rэ

=

Объясните,

=

150 Ом; И пор == 0.6 В.

==

как влияет сопротивление генератора вход­

ного сигнала на напряжениясрабатывания и отпускания триггера

Шмитта (рис. 9.7), а также на ширину петли гистерезиса ДИ?
9.48. Запишите условия регенеративного опрокидывания поро­
говых

устройств на

ОУ (рис.

9.8)
181

и проверьте :эти условия

ДJlЯ

случаев: а) Коу =
Я 1 = 50 Ом, Я 2
Я2 =

104,

= 15

Я 1 = 50 Ом, Я 2
кОм; в) КОУ =

= 10

кОм;

1,5 . 103,

=

б) Коу
103,
Я 1 = 1 кОм,

кОм, R з = Б кОм, Я 4 = 50 кОм.
Проверьте условие регенеративного опрокидывания и
определите напряжения срабатывания И ср , отпускания И отп и ши­
рину петли гистерезиса I1И дЛЯ схемы рис. 9.8, а, еслш Я 1 =

20
9.49.

=

100 Ом;

Я2

= 20 кОм;

Коу

~E2 =-15В.

=

Ивыхmах ~ Е 1

104;

= 15 В; И ВЫХ mi11~

Объясните, как можно в схемах пороговых устройств на
9.8, а и б сделать напряжения И ср и И отп неравными?
9.51. Определите граничное соотношение между сопротивлени­
ями резисторов Я 1 и Я 2 В схеме рис. 9.8, а при напряжениях пита­
ния Б 1
15 В, Б 2
J5 В, КОУ
t 04 для получения пороговых
напряжений И ср = - 1,0 В, И отп = 1,0 R.

9.50.

ОУ РИG.

=

9.52.

=-

=

В схеме порогового устройства рис.

резистору

включена

цепочка

из

9.8,

последовательно

б параллельно

соединенных

ди­

VD и резистора Я3. Определите И ср , И отп и 11 И, если: Я 1 =
= 50 Ом; R 2 = R з = 100 кОм. Диод считать идеальным, Б 1 =
= 10 В, Е 2 = - 10 В.
9.53. Определите напряжения срабатывания И ср и отпускания
И отп в схеме рис. 9.8, б, еслш Я 1 = 1О кОм; Я 2 = J(Ю кОм: Я:, =
= 100 кОм, прямое и обратное сопротивления диода соответственно R пр = 200 Ом; RQбр = 400 кОм; иtых тах::::::: 81 = 15 В; U;;;"х шах:::::::
::::::: Е 2 =-15В.
.
9.54. В схеме порогового устройства рис. 9.8, в введены положи­
ода

тельная и отрицательная обратные связи. Каким должно ()ыть со­
отношение между коэффициентами пос у и осе а для того, чтобы
схема обладала регенеративными свойствами?
9.55. Определите напряжение сра()ctгывания И ер и отпускания

И отп в схеме РИG.
= 104; Б см = 5 В;
Я 4 = 00.

9.56.

И вых тах::::::: Е 1 =

=

100 Ом; Я 2 = 50 кОм: Коу
12 В; И вых miп::::::: Б 2 = - 12

Определите ширину петли гистерезиса в

в, еслю Я 1
200 кОм;
-15 В.

=

9.57.

9.8, в, если: Я 1

= 500

=

9.8,

Ом; Я 2 = 100 кОм; Коу = 10'; R з
1 кОм; Я 4 =
Б см = 7 В; И ВЫХ тах::::::: Б 1 = 15 В; И ВЫХ тiп::::::: Б 2 = -

Задана схема порогового устройства (рис.

метрами Я 1

схеме рис.

=

В;

=

100

Ом, КОУ =

104.

9.8,

а) с пар(]­

Какое значение сопротивления

р~зистора Я2 надо выбрать, чтобы получить ширину гистерезисной

зоны I1И ~ 200 мВ, если и;tшх та)! = I и;""х т"х I = I Б п I = 15 в?
9.58. Задана схема порогового устройства на ОУ (рис. 9.8, 6)
с параметрами Я 2 = 100 кОм, Коу = 5 . 103, Ut,x тах = IU;;;,IX шах I : : : :
: : : : I Б п 1= 10 В. Какое значение сопротивления резистора Яl надо
выбрать, чтобы получить ширину Fистерезисной зоны I1И -< 50() MB~
9.59. На сколько процентов изменится ширина петли гистере­
зиса порогового устройства (рис. 9.8, в), если максимальные выходные напряжения и;t.;,х тах И и;;;"х rna!t могут изменяться на 10 %?
9.60. Будет ли компаратор (рис. 9.9, а) иметь гистерезисную
182

=

характеРI1СТИКУ, еСЛIf значения сопротивлений резисторов R 1
= 10 Ом:
2 = 20 1\0:\1: R з = 20 ОУ!;
4 = 20 кОм?
9.61. Объясните, одинаковой или раз.rfИЧIЮЙ полярности срав­
ниваются напряжения в схемах компараторов рис. 9.9.

R

R

9.62. В схеме компаратора на ОУ два сравниваемых сигнала
подаются соответственно на ПРЯМQЙ и инверсный входы ОУ. Какими
должны быть эти сигналы: одинаковой или противоположной поляр­
ностей?

9.63. Объясните назначение диодов VD 1 и VD2 в схеме компа­
ратора рис. 9.9, б и на какие параметры схемы они оказывают опре­
деляющее влияние. Какие диоды (германиевые или кремниевые)
лучше использовать?
9.64. Определите ширину усилительного участка компаратора
9.9, б, если Коу = 2 . 104, напряжения питания Е 1 = 15 В,

рис.
Е2

=

В.
Объясните, для чего используется режим стробирования
в компараторах и как он влияет на их характеристики?
9.66. Разброс сопротивлений резисторов в схеме ЦАП (рис. 9.10

-10

9.65.

а) составляет

4 %.

Каким может быть допустимый разброс сопро­

тивлений резисторов в девятом разряде?
9.67. Разброс сопротивлений резисторов в двенадцатом разря­
де ЦАП (рис. 9.10, а) составляет 0,02 %. Каким может быть до­
пустимый разброс сопротивлений резисторов в первом разряде?
9.68. Как должно изменяться сопротивление резисторов в схе­
ме ЦАП (рис. 9.,10, а) для двоично-десятичного счета при наращи­
вании его разрядности?
9.69. Сколько резисторов необходимо иметь в декаде ЦАП
(рис. 9.10, а) для двоично-десятичного счета и как взаимосвязаны
их сопротивления внутри декады?

9.70. Определите выходное напряжение Ивых пятиразрядного
ЦАП (рис. 9.10, 6), если опорное напряжение U оп = 10 В,
=
= 50 кОм,
50 кОм, а входные коды имеют значения: а) Z
10000; б) Z = 00110; в) Z
01100.
9.71. Определите необходимое сопротивление резистора в схе­
ме восьмиразрядного ЦАП R -- 2R (рис. 9.10, 6), при котором изме­
нение входного кода на единицу младшего разряда давало бы при­
ращение ~ЦBЫX= 100 мВ, если R
10 кОм, U оп = 10 В.
9.72. Каким должно быть сопротивление Roc в схеме восьми­
разрядного ЦАП (рис. 9.10, б) для того, чтобы при максимальном
коде входного сигнала Z и R = 1О кОм U ВЫХ =
U оп I?
9.73. Параллельный АЦП предназначен для преобразования
аналогового напряжения в ВОСЬМJIраЗРЯДIIЫЙ двоичный код. Сколь­
ко значений пороговых напряжений и компараторов необходимо

=

R=

Roc

=

=

=

I

для построения этой схемы?

9.74. Параллельный АЦП предназначен длн преобразования
аналогового напряжения в семиразрядный ДВОИЧНЫЙ код. Макси­
мальному входному напряжению 1() В соответствует выходной КОЛ
i 1111 i J. Какие КОДЬ! будут на BЫXOД~ АЦП П~И входных напряжt'­
ниях: а} 1,5 В; б) 2,8 В: в) 5,! Б: г) 7,5 В; д) 9 8?

9.75. Параллельный АЦП, предназначенный для преобразова­
ния аналогового напряжения от О до 10 В в восьмиразрядный
цифровой код, содержит 28 компараторов К, номера которых i
возрастают от 1 до 256 соответственно с увеличением опорных
напряжений. Какие из компараторов будут иметь на выход напря­
жение логической единицы, если на входе АЦП напряжения:
а) I В; б) 3 В; в) 5,5 В; г) 7 В; д) 9,3 В?
9.76. Определите длительность стадии первого интегрирования,
если в АЦП двойного интегрирования используется переполняе­
мый трехдекадный двоично-десятичный счетчик,
вания счетных импульсов составляет 100 кГц?

а частота следо­

9.77. Определите скорость нарастания пилообразного напряже­
ния в стадии второго интегрирования в АЦП двойного интегриро­
вания, если в стадии первого интегрирования при и ВХ
1 В ско­

рость была

=

=

1000 В/с, а напряжение опорного источника и оп

10 В.
9.78.

=

Определите постоянную времени RC -цепей интегратора
в АЦП двойного интегрирования, если в стадии первого интегри­
рования при иВХ
1 В скорость нарастания напряжения была

1000 В/с.
9.79. Должно

=

ли изменяться значение постоянной времени RCцепи интегратора в АЦП двойного интегрирования при переходе
от стадии первого интегрирования к стадии второго?
9.80. Определите максимальную амплитуду линейно

ющего напряжения в АЦП двойного

интегрирования,

нараста­
использу­

ющем переполняемый трехдекадный двоично-десятичный счетчик,
если частота следования счетных импульсов равна 100 кГц, а

скорость нарастания напряжения в этой стадии составляет
номерное

уравновешивание

может максимально
рядное

1000 В/с.

Определите, во сколько раз время, затрачиваемое на рав­

9.81.

восьмиразрядного

превосходить

время,

уравновешивание этого же

числа,

двоичного

затрачиваемое на
если

шаги

числа,
пораз­

уравновеши­

вания в обоих случаях производятся с одинаковой скоростью?
9.82. Определите максимальную продолжительность процес­
са

равномерного

уравновешивания

восьмиразрядного

двоичного

числа, если шаги уравновешивания следуют с частотой 1 МГц.
9.83. Определите необходимое число ДВОИЧНЫХ разрядов ЦАП
и АЦП при максимальном входном числе 2500 для: а) поразрядного
уравновешивания; б) равномерного уравновешивания.
Н:ОНТРОЛЬНОЕ ЗАДАНИЕ

Задание 9.1. Определите напряжение на выходе ДИОДНЫХ огра··
ничителей с параметрами, заданными в табл. 9.1 и 9.2, при действии
на входе синусоидального напряжения, нарисуйте npeMeHHbie диа­
граммы выходного напряжения
и
укажите
el'O
максимальные
значения. Диод считать идеальным.

184

Таблица

Номер
вари-

I

анта

1
2
3
4
5

Схема

-_._._-----------------

~
r

+ tlt1щ
t?2-Т ~Нf
о

1I61

-E

o---j

30
40
50
60
70

10
15
20
10
30

11
12
13
14
15

!!!z./'д
1/6'(

1-.

~ ~.~1("6/J/l
-!; Есм,

Е.

~(!#-I

()

~(!l

~~~~
+ ;' tl6ЫX

"!.<

Е.

CI'1f

o---!.jl

о

+

C~!-T

15
10
10
20
20

1
2
3
4
5

0,1
0,1
0,2
0,25
0,25

--- ---

- - -----------6
7
8
9
10

9.1

30
40
50
60
70

10
15
20
10
30

15
20
10
20
20

1
2
3
4
5

0,1
0,1
0,2
0,2
0,25

30
40
50
60
70

10
15
20
10
30

10
15
20
10
20

1
2
3
4
5

0,1
0,1
0,2
0,2
0,25

-16
17
18
19
20

«

~
"6К

Ее"" -

"6",~

ЕС""2

~I--tr о

(О

30
40
50
60
70

20
10
50
20

15
10
20
20
40

1
2
3
4
5

0,1
0,1
0,2
0,2
0,25

30
40
50
60
70

10
15
20
10
20

15
30
10
20
40

1
2
3
4
5

0,1
0,1
0,2
0,2
0,25

30
40
50
60
70

10
15
20
30
20

15
10
10
15
40

1
2

0,1

--21
22
23
24
25

~~
~17Т
flв.r

ЕСМ2 -

"'"

-'УН
':Ес",,!

o--=.JI+ + I

1/6ыr

о

-26
27
28
29
30

~tD,
v

1/8)'

-

Е, Е.!2[ 'нн 118~
СЖ

см!

о-±И 1 -

-

185

3
4
5

0,1
0,2
0,2
0,25

Номер
вари-

Та(iлuца

I

I и ВХ • В IЕем вl Еем вl

Схеми

\.

аита

2·

RH ,

9.2

комl R 8Н' КОМ

l
1
2
3
4
5

I

I

1I8щ

"Ох

30
40
50
fiO
70

10
15
20
3()
.'35

15
10
10
20
20

10
20
30
40
50

1
2
3
4
5

---'6
7
8
!)

"B~/,(

"Вх

10

30
40
50
60
70

10
15
20
30
35

15
10
10
20
20

10
20
30
40
50

1
2
3
4
5

30
40
50
60
70

10
15
20
30
35

15
10
10
20
20

10
15
20
40
50

1
2
3
4
5

30
40
50
60
70

10
15
20
30
35

15
10
30
10
20

10
20
30
40
50

1
2
3
4
5

30
40
50
60
70

10
15
20
30
35

5
10
15
20
15

10
20
34
40
50

1
2
3
4
5

30
10
50
60
70

10
15
20

10
20
30
40

2
3

:и

5
10
16
12

3:i

15

50

--- RQz/J

11
12
13
14
15

"ех

lIebl'(

- - - ----16
17
18
19

"6Х

"ещ

-=-121
22
23
24

---

"ех

25

26
27
28

29
30

RI1IP
ЩХ

"ем,

НШ

1
4
5

м ето{}и-ка вЫnОJlI-/,е/{uя заданuя

1. В соответствии с порядковым номером группы на курсе и
своим списочным номером по таблицам табл. 9.1 или 9.2 выбираем
номер своего варианта. Например, для первой по порядку группы
и списочного номера 30 выбираем схему с параметрами и вх т
70 В, Е ем ! 20 В, Е ем 2 40 В, RH = 5 кОм, RBH 0,25 кОм.
2. Рисуем схему с указанием значений напряжений источникоl:S
и сопротивлением резисторов (рис. 9.14, а) и временную диаграмму
входного напряжения (рис. 9.14, 6).
3. Определяем напряжение И вых , анализируя схему для по­
ложительной и отрицательной полуволн входного напряжения

=

=

=

отдельно.

Так, для выбранного примера при И вх
в цепи протекает ток под действием

точников Е ем !
.

и Е ем2 • При этом

ивых (о) = -

Е ем !

R

1.1

=О

диод

суммарного

+ Е ем 2
+ R R и + Е ем 1 ~ -

Е ем

и

[,

открыт и
ис­

37 В.

RI-I

полуволны

ток в

уменьшается, а значит, выходное напряжение увеличивается

и в момент, когда и вх (t) = Е ем 1
ся

VD

напряжения

напряжение на выходе

По мере роста напряжения положительной
цепи

=

=

напряжение

Т. е.

на

utx тех =

выходе

+ Еем 2 =

60

определяется

Е ем 1 = 20 В.

В,

диод закрывает­

только

напряжением

Выходное напряжение огра­
пор, пока И вх (t) :;;;.. Е ем 1
Е ем 2.

+

ничивается на этом уровне до тех
В момент, когда И вх (t) = Е ем 1
Е ем 2, диод открывается и далее

+

выходное

напряжение

определяется

законом

изменения входного

напряжения.

Максимальное выходное
луволне входного

напряжение при

напряжения

отрицательной

равно

Е
102В
U-вых та>: = - UВХП1+ЕСМl+ЕеМ2R
R +R
fI +
ем 1 ~
•
н

вн

по-

10.

ОТВЕТЫ И РЕШЕНИЯ

к главе

1

1.1. Из ВАХ находим, что при U пр = 0,5 В прямой ток диода 1 пр = 300мА
Uобр = 100 В обратный ток диода lобр = 4 мА. Следовательно, R пр =
= U пр/1пр = 1,670M; Rобр = Uобр/10бр = 50 кОм. 1.2. ,; = 2 Ом; ,; = 0,25 Ом.
1.3. В связи с тем что на диод подано обратное напряжение, а обратный ток
и при

идеального диода

равен

нулю,

падает на диоде, т. е. U лых

=

то

все

напряжение

лении, то его сопротивление будет малым

в

основном

сопротивлением

питания и вх

источника

20 В. 1.4. Так как диод включен в прямом направ­
резистора

и

R"

ток

= 30

в

цепи

кОм,

будет

т.

е.

определяться

1 = UBx/R" =

= 1 мА. Выходное напряжение можно определить из уравнения
тока полупроводникового диода 1 = 10 (eeU/(kT) - 1), решив его относительно и.
В приведенном уравнении 10 = 20 мкА - обратный ток насыщения, обуслов­
ленный неосновными носителями заряда; U = U вых - напряжение на р-n пере­
ходе; е = 1,602·10-19 Кл - з?ряд электрона; k = 1,38·10-23 Дж/Кл - постоян­
ная Больцмана; Т = 300 К - температура окружающей среды: 1 . 10-3 = 20 Х
Х 10-6 (eeU/(kT) - 1); е Х = 501; х = eU/kT = 6,2; kT/e ~ 26 мВ. Следовательно,
и вых = 6,2·26 мВ ~ 0,16 В. 1.5. Так как напряжение с диода VD снимается

= 30/(30· 103)

через разделительный конденсатор

ер,

то

выходное

напряжение

и вых

будет

равно переменной составляющей напряжения на диоде. Положение рабочей
точки на ВАХ определяется постоянной составляющей тока диода 1 = 20/(20Х
Х 103) = 1 мА.
Прямое дифференциаJlьное сопротивление диода

,д =

dujdi

~

rpT/1

= kT/(eI) =

26· 10-3/(1 . 10-3) = 26 Ом,

где ЧJт

= kT /е - температурный потенциал.
Выходное напряжение U вых = U вх ~ 'Д/(' д

= 7,8

мВ.

пряжение,

1.6.

+ R,,) =

6 . 26/(26

В однополупериодном выпрямителе максимальное

приложенное к

диоду,

равно

ного напряжения: Uобр

= ит = У-2ивх =

у диодов КД205В при

максимальной

амплитудному

значению

+ 20 . 103) =
обратное

на­

синусоидаль-

У2. 600 = 848,5 В. Так как Uобр тах

рабочей

температуре

составляет

300

В,

то для выпрямления необходимо применить последовательное соединение дио­
дов (рис. 1.11). Из-за больших разбросов обратных сопротивлений диодов их
необходимо шунтировать резисторами. Необходимое число последовательно

соединенных диодов определяется по формуле n = Uт/(КНUОбр тах)' где К Н =
о.' 0,8 - коэффициент нагрузки по напряжению. При К" = 0,6 n =
= 848,5/(0,6 . 300) = 4,71. Примем n = 5 [23].

= 0,5

Сопротивление шунтирующих резисторов определяется по формуле

nUобр тах -

1, 1ит

R ш < (n-.,lo15pmax
1\

'

где коэффициент 1,1 учитывает 10-процентный разброс сопротивлений применяе­
мых резисторов; lобр тах - обратный ток при максимально допустимой темпе-

188

ратуре. Для диода КД205В lобр тах

= 0,2

мА. Поэтому

.-,:: 5 . 3(10 - 1,1 . 848,5 = 708 кОм'
(5-1).0,2.10-3
'

R

'ш""

принимаем R ш

= 680 кОм.

1.7.

Так как выпрямленный ток больше

но допустимого тока одного диода

несколько диодов параллельно. Из-за разброса
для

выравнивания

токов,

максималь­

(l выпр тах= 0,5 А), то необходимо включить

протекающих

через

прямых

диоды,

сопротивлений

последовательно

диодов
с диода·

ми необходимо включать добавочные резисторы. Требуемое число диодов опре­

деляют по формуле n=lm/(K/BbInpmax)' где
нагрузки по

току.

При

К т =О,5 ... О,8-коэффициент
= 0,6 n = 1/(0,6.0,5) = 3,33. Примем n = 4 [23].

Кт

Сопротивление добавочных резисторов определяется по формуле

Rдоб>n[

Ипр.ср(n-I)
выпр тах

-11l
t

т

1.(4-1)
=4.05-11.1 =3,33 Ом.
'

,

Выбираем R доб =
в)
ХС

22· 103 Ом.
= ]/(2лjС).

3,6 Ом. 1.8. 6 Ом; 50· ]06 Ом. 1.9. а) ],2 мкА; б) 13,25 Ом;
1.10. 0,3 Ом; 4·· ]08 Ом. 1.11. Емкостное сопротивление диода
Из условия ХС = R обр находим

f=
] .12.

1012
= 6]24 Гц.
10 . 2,6 . ]06

1
2лСR обр

2л·

Входное напряжение определяется выраженнем И вх

Так как Iн

= Ист/R н , то И вх = Ист (1 + R/R H ) + [CTR.

=

ИСТ

+ R (l СТ +

Подставляя

[н),

значения

минимального и максимаJ1ЬНОГО тока стабилитрона, получаем

И вх min = 10 (1 +
= 10 (1 + 1/2) + 13·1 = 28 В. 1.13. Сопротивле­
ние ограничительного резистора R = (И ВХ. ср - ист)/(l ст. ср+ [н)=(22, 5-]0)/
/[(40+5) . 10-3] = ]2,5/45· ]0-3 ~ 270 Ом, где И ВХ • ср= 0,5 (Ивх min + И ВХ тах) =
= 0,5 (15 + 30) = 22,5 В; [ст. ер = 0,5 (l СТ mil1 + [СТ тах) = 0,5 (1 + 79) = 40 мА;
[н = Ист/ RH = 10/2 . 103 = 5 мА. Стабилизация будет обеспечена для измене­
ния входного напряжения в пределах Ивхmiп=Ист+(lстmiп+[н)R= 10+
+ (1 + 5) • 10-3 . 270 ~ 11,6 В; И вх шах = Ист + (l ст тах + 1н) R = 1О + (79 +
+ 5) . 10-3 . 270 ~ 32,6 В.

+ ]/2) + 3· ] = 18

В; И вх шах

Таким образом, стабилизация обеспечивается во всем диапазоне изменения
входного напряжения. 1.15. ВАХ идеализированного и реального диодов имеют

соответственно вид [23] [ид = [о (eU/!fJT -

1), 1реал = [о (eU/(m!fJT) -

1), где СР Т -

температурный потенциал; СР Т = 8,62 . ] о-б. Т!!.. , при Т = 300 К; СР Т = 0,258 В;

Т
т
2 - коэффициент неидеалыlOСТИ ВАХ. Пренебрегая единицей для пря­
мых смещений в приведенных уравнениях, найдем, что при И пр = 0,3 В токи

1<
[ид

<

= 1]2

мкА, [реал

=

2,3

мкА, если считать

т

=

отличается от рассчитанного по идеализированной
1.16. Эквивалентная схема модели диода пока за на

1,5.

Ток

теории
на рис.

peaJlbHOrO

почти

10.1,

в

а.

тока [ моделирует БАХ и описывается уравнением 1 = 10 (eU/(m!fJT) -

диода

раз.
Источник

50

]), 'Б­

сопротивление материала полупроводника (базы), а емкость С является суммой
барьерной и диффузионной составляющих

СБQ

1:

С = С б + Сд = (1 _ ~_ )n + тсрт (l + [0)'
([10

где С БО барьера;

величина барьерной емкости при И

0,3

~

n

~

0,5 -

параметр; 1: -

=

О; СРо

-

высота потенциального

время жизни неосновных носителей.

189

--6ф1

r6

/'4:

С

~4t---+--f-"'"

а

~~~*+~

Uvw~~~~~~~~~~

O ..................Io-----J
2О .то

10

40

и,;р,В

tf
10.1

Рис.

Следовательно, задача построения модели сводится к определению пара­
метров. Для этого выбирают две точки на начальном участке прямой ветви

ВАХ (см.
И пр2

=

рис.

10.1, б): при lnpl

I

=

0,1 А

U ПРI

=

0,6 В,

при

Inp2 = 0,2 А

В и составляют систему уравнений

1

ипрl

lпрl =

loe mqJT

:

и пр2

/ пр2 = loem'l'T ,
решая которую

И

находим т =

пр

2- U

пр

1

~

2.

CjJ ln / пр""
т
/прl

У выпрямительных силовых диодов может быть т>
щади

электронно-дырочного
и

= 1прlе
(рис.

=

а) rB

9 . 10-7

=

ctg а

А. Значение

=

емкости на вольт-Фарадной
в справочниках, находим

U об5рl

=

10

= 0,35 В n = In СБО

=

Обратный

ток

2

из-за большой пло­

модели

диод а

/0

=

прl

mЧJт

10.1,

перехода.

1'1. И

~

1'1.1 пр

=

rB

0,5

находят при

характеристике (рис. 10.1, в), которая
СБО
40 пФ и выбираем точку С бl

=

для германиевых

In (1

С б1
1lfтах = 20 мкс,

прямых

Ом. Для расчета параметров

=

В. Обычно счита ют, что (Ро =

I

больших

и

СРо

=

1,1

0,75
В-

токах

барьерной
приведена
пФ при

21

В для кремниевых диодов (СРо=

для

арсенид-галлиевых),

тогда

+ И обр
1) ~ 0,321. Параметр
вычисляют по формуле
СРо
1:'

где

{тах

= 50 кГц -

максимальная

частота

1:'1

=

выпрямления

диода КД204А. Если же в паспортных данных приводится величина времени
восстановления обратного сопротивления ((ВОС = 1,5 мкс дЛЯ КД204А), то находим 1:'2

и -г /OfJP. и ~,
,..." О 15 мкс,
= t ВОС I1 n 1пр.1,1l
0бр

где

1пр.

и

= 1

А

И

1обр.и

=

1

А-

импульсные значения прямого и обратного токов в момент переключения; /ОБР

=

= 150 мкА. Поскольку результаты
зуется

для моделирования

1:'1 и 1:'2 не совпадают, то пара метр 1:'1 исполь­
частотных характеристик,
а 1:'2 для
импульсных.

Модель для большого сигнала состоит из эквивалентной схемы (см. рис.

10.1,

а),

аналитического описания /, С и списка параметров, которые для диода КД204А
Ilмеют следующие значения: /n = 9·10-7 А, т
2, rб = 0,5 Ом, С БО
40 пФ,

=

lPо

= 0,75

В,

n = 0,321,

1:'

= (0,15_ .. 20)
190

мкс.

=

1.17.

Дифференцируя

Таблица

10.1

Схема

.,

замещения ДЛЯ ВЧ

~~:::: 4,7 В;

=

6) при и ВХ

=- 5

В диод закрыт

и

выходиое

= 1,5 В. 2.2. а) ивых = 4,14 В; б) Ивых = -

2.4. R,,:;'" 4,3
выходного

=

кОм,

,2.5.

напряжения,

ивых :

= Е R+R '

2.3.

а

влияет только

RH

RH

ток

И вых >::::

RH

4,15

ивых =

Е

=

О

В; И ВЫХ= О.

не влияет на значение

нагрузки,

прн

этом

оказывает СJIедующее влияние

иВЫХ

на

RH

=

зна-

и вых =-

т. е. КJIЮЧ закрыт и выходное напряжение определяется

только

и вх :;", Е

R

+ RH

на

равно

< Е R + RH

при

RH

В.

а) изменение сопротивления

и ВХ ; б) изменение сопротивления

q~ние

0,75

напряжение
1

иВЫХ

=

и вх ; при и ВХ

"

напряжением делителя, образованного источником напряжения

Е

и

сопротип,

лениями резисторов R и RH• 2.6. u~х < Е. 2.7. а) иВЫХ = и ВХ = 5 В; б) и ВЫХ >::::
>:::: 1 В. 2.8. а) и ВХ < 1,5 В; б) и вх :;;, 1,5 В. 2.9. Постоянная времени заряда
конденсатора С 1: зэр = [(R BH
Rnp) R 11 RH ] с. Постоянная времени разряда
1: раз
1: раз

= [(R

BH

> 1:зэр

+ R обр ) 11 R 11 R

+

H]

+

СН'

+

И поэтому всегда t ф

Очевидно,

< t -ф •

2.10.

что

всегда

соБJIюдается

условие

+

Длительность t ф увеличивается,

а

t ф практически остается без изменения. 2.11. U обрm =О,5В.2.12. Указание:
при решении заДiiЧ ЭТО; о Пlllа СJIедует 11t:~РЕ:iiти К эквиваЛентной схеме (рис.

194

10.4),

10.2

Таблица

8'J.Г!ьт-амперные хараJ О

1-_---и3ll=о

L-----Uзu

При и ВХ

"" -

и пор транзистор закрыт

и

ключ

разомкнут.

3.57. При и ВХ

=О

транзистор открыт и ключ замкнут. При и вх ;;;;' И пор транзистор закрыт и ключ
разомкнут. 3.58. дJiЯ упрощения технологии изготовления ключа и уменьше­
ния остаточного напряжения. 3.59. Для уменьшения остаточного напряжения,
уменьшения потребляемой мощности и обеспечения высокого уровня иBЫX~ Ее.

3.60. R e = 7

к О м.

+3.61. tф
tф ,

>

так

как

заряд

конденсатора

СО,

представ-

ляющего собой емкость нагрузки и выходную емкость ключа, происходит через

Re ,

большое сопротивление резистора

а

разряд

через

-

малое

сопротивление

+
открытого транзистора. 3.62. Время t ф определяется зарядом емкости Со с по~тоянной времени Т зар = CoR e, а время tф определяется разрядом емкости СО
током стока транзистора

1с>

значение которого зависит от

входного

напряже-

ния и ВХ ; чем больше ивх, тем больше le " тем меньше tф . 3.63. В обоих слу­
чаях

напряжение

И ост

уменьшится.

3.64. а) Напряжение И ост уменьшится;
а) VTl закрыт, VT2 открыт и находит­
ся на пологом участке характеристики; б) VT 1 открыт и находится на крутом
участке, VT2 открыт и находится на пологом участке характеристики. 3.66. а) и
б) VT 1 закрыт, VT2 открыт и находится на крутом участке; в) VT2 закрыт,
VT 1 открыт и находится на крутом участке характеристики. 3.67. а)
не изб) напряжение И ост увеличится.

3.65.

+
менится; t ф уменьшится; б) t ф увеличится;

tф -

t;

не

изменится.

3.68.

+

-

t ф > tф ,

поскольку длительность процесса разряда конденсатора нагрузки СО опреде­
ляется сравнительно малым сопротивлением открытого транзистора VT 1. 3.69.
а) иВЫХ = - Ее
1eoR = - 19 В, транзистор закрыт; б) решая совместно

+

уравнения ис = -

=

5 мкА, ие = -

пологой области

= - Ее
(е =

Ее

+ ieR,

uз

= и вх ,

<

15 В; поскольку ие
характеристики i e = f

+ leR,

19,6 мкА, ис

=-

le =

ie

Ь

= 2' (llз -

uз -

И пор

<

И пор )2,
О,

получаем

транзистор

ic =

работает в

(ие); в) решая совместно уравнения ис=

Ь [(UЗ - И пор ) ис - ~ и~], UЗ = ивх , получаем

0,4 В; поскольку О> ис > ИЗ - И пор ' транзистор рабо­
i C = f (ис). 3.70. Поскольку затвор отде­

тает в крутой области характеристики
лен

от стока,

истока

и

подложки

диэлектриком,

входное

сопротивление

вистора очень велико как в открытом, так и в закрытом состоянии

тран­

иi вх ~ О.

Напряжением насыщения называется напряжение между стоком и истоком
транзистора, при котором происходит перекрытие каиала: \И н \
1ИЗИ 1- I и пор \.

3.71.

=

3.72. а) транзистор закрыт, и"ых ~ 20 В; б) и ВЫХ ~ 16 В; в) ивых ~ 8 В. 3.73.
и ост = 1,4 В. 3.74. Входное сопротивление МДП-транзисторов очень велико,
поэтому на паразитной входной емкости накапливается электростатический
заряд, способиый при отсутствии шунтирующего сопротивления вызвать не­
обратимый пробой в МДП-транзисторе. 3.75. Транзистор не выйдет из строя.
3.76. Для уменьшения остаточного напряжения и улучшения техиологичности
схемы. 3.77. Транзистор VT 1 закрыт; считая ток стока запертого транзистора

+

Ее
I И пор I = - 19 В. 3.78. ивых = Ее - И пор =
S2 (Ее - И ПОР2)
10 В. 3.79. и ных = 2S'
_ и
= 25 мВ. 3.80. Для повышения быстро-

i c ~ О, получаем иных = -

=

1

и НХ

порl

200

действия уменьшения, потребляемой мощности, уменьшения остаточного напря­

жения и обеспечения высокого уровня ивых ~ Ее.

на транзисторе VT2 И еИ2

/ОСТ

=

S (Е _ I И
2

е

=

1)

пор

2,5

Падение

3.81.
мкВ.

напряжения

+

_

3.82. tф = t ф ~ 0,8 МКС.

>+

3.83. Для р-канального транзистора И П
5 В, дЛЯ
..;;: - 5 В, для n-канального - И П ..;;: - 5 В. 3.84. Для
:ropa уменьшится, для n,канальногn - увеличится. 3.85.
()ОТК увеличивается, ()э.к уменьшается. 3.87. Отсутствие

fj-канального

р-канального
При

р-n

и вх

-

И П ";;:

транзис­

= 5 В.

3.86.

переходов в цепи

сигнала, гальваническая развязка сигнальной и управляющей цепей.

3.88.

Более

высокое быстродействие, больший диапазо!{ коммутируемых сигналов. 3.89. ИГi=

= -15 В, ИfI =

+ 15 В.
к главе

4.3.

Восемь прямых

+
+

и

восемь

4

инверсных.

4.4. 16. 4.5. 256. 4.6. F =

= Xl~2
Х 1 Х2 , _таблицу соответствия см. табл. 10.4. 4.7. F = ХЗХ2Хl +
+ ХЗ Х 2 Х 1
Х З Х 2 Хl; таблицу соответствия см. табл.
10.5. 4.8. F = Р к.

= Х2 Хl + Х а Х1 + Х з Х 2 •

+

+

4.10. F = к'Р к.р. 4.11. В совершенной дизъюнк,
тивной нормальной форме: F 1 = ХЗ Х2 Х l
Х3Х2Хl ХЗХ2Хl ХЗХ2Хl; F 2 = Х З Х 2 Х1 +
+ Х З Х 2Хl ХЗХ2Хl ХЗХ2 Х l + ХЗХ2Хl ХЗ Х2 Х1 + ХЗ Х2 Х l; F3 = ХЗ Х2 Хl; F4 =
= ХЗХ2-"1
ХЗХ2Хl ХЗХ2Хl;
Р5 = ХЗ Х2 Хl ХЗ Х 2 Х1
ХЗ Х2 Х 1 ;
Р6 = ХЗ Х2Х1 +
Х 3 Х 2 Х)
ХЗХ2Хl; ~P7 = Хз хil ХЗХ2Х1 ХЗ Х2 Хl;
p~ = ХЗ Х 2 Хl
Х 3 Х2 Х1 +
+ ХЗХ2Хl
Х 3 Х 2 Хl' В совершенной конъюнктивной нормальной форме: Р 1 =
ХЗ Х2 Х1 ХЗХ2Хl ХЗ Х 2 Хl Х9 Х 2 Хl = (Х3 Х2 Хl) (Х3 Х2 Хl) (Ха Х 2 Х 1 ) х
х (Х3 + Х2 Хl); Р 2 = ХЗХ2Х l = Х3 Х2 + Хl; Р а = ХЗ Х 2Х l Ха Х2 Хl Х3-"2 Хl +
4.9. F

+

+

+
+
+
+
+

+
+
+
+

+
+

+
+

+
+

+

+

+

+

+

+
+
+ +
+ +
+ +
+
+
+
+
ХаХ2Хl + Х а Х 2 Х1 + Х 8 Х2 Х 1 + Х 3 Х 2 Х1 = (Хз + Х 2 + Х1 ) (х з + Х2 + Хl) (Х з + Х2
Хl) (Х3 + Х 2 + Х 1 ) (Х3 + Х 2 + Хl) (Х з + Х2 + Хl) (Х3 + Х2 + Х 1 ); Р 4 = ХЗ Х 2 Х l
ХЗХ2Хl = (Ха + Х2 + Хl) (Ха + Х2 + Х 1 );
Р5 = X + Ха Х 2 Х l = (хз + Х2
Х1) (Ха + Х 2 + Хl); F 6 = ХЗ Х2 Х l + Х З Х2 Х 1 + ХЗ Х2 Х1 = (Х3 + Х2 + Хl) (Ха + .\2 +
Х1 ) (Ха + :;:2 + Хl);
Р 7 = Х а Х 2 Хl + Х3 Х 2 Х1 = (Ха + Х 2 + Х1 ) (ХЗ + Х 2 + Х1 );
= Х а Х 2Хl + ХЗ Х 2 Х1 = (Хз + ~ + Х 1) (Ха + Х2 + х1 ). 4.12. а) F = Хl; б) F =
+

+

Xa 2 -"1

+

F8
=Х 1 +Хз ; в) Р=х 2 ; г) Р=Х 1 Х2 +Ха. 4.13. а) Р=Хl; б) Р=Х1 ; в) Р=
=Х2(Хl+ХЗ); г) Р=Х1 +Ха х2 • 4.15. Р=Хl+Х2+Х4' 4.16.а)Р=х 1 +х 2 ;
б) F = 1; в) F = Х 1 Х 2 ; г) F = Х1Х3; д) F = Х1
Х2
Х 3 ; е) F = Х2 • 4.17. N =
= 211. 4.18. F = Х 2 • 4.19. а) F = ХЗ Х 1 Х3Х2; б) F = Х3Х2 ХЗХl ХЗ Х2 или

+ +

+

Таблица

х,

F

О

О

О

О
О
О

8

9·110

+

Таблица

10.4

х,

+

201

10.5

х,

К,

к,

F

О
О
О
О

О
О

О

1
1

О

О
О
О

1

1

1
1
1
1

О
О

О

О

1

1
1

О

1
1

1

О

1

Таблица

хз , х., х, , F
О
О
О
О

О
О

О

О

1

1
1

О

1

О
О

О

1
I

О

1
1
I
I
1
1
1

1
1
1

Таблица

10.6

1

1
1

х,

, х.1 х, ,

F

О
О
О
О

О
О

О

1
1

О

1
1
1
1

О
О

О

1
1

О

О
О
О
О
О
О
О

1

1

1
1

1

Таблица

10.7
х,

, х.,

х,

10.8
,

F

О
О
О
О

О
О

О

1
I

О

О
О
О

1

О

1
1
1
1

О
О

О

1
1

О

О
О
О

1

1

1

1

Таблица

х, , х.!

10.9

х,

J

F

О
О
О
О

О
О

О

1
I

О

1
1
1
1

О
О

О

1
1

О

1
1
1
I
1
1
1

1

О

1
1

I

+
+ +
+ +
+
+ + +
+
+
+
+ +
+
+
+ +
+
+
+
+
+
+ +
+
+ +
+
+
+ +
+
+
+
+
+
+ +
+ +
+
+ +
+ +
+
б) F = Х 2 Хl + ХЗ Х l + ХЗХ2; В) F = Х 2 + УЗХ1; г) F = ХЗХl + Х з Х 1 ; д) F = Х З Х 2 +
+ Х З Х1; В) F = Х2 + ХЗХ4; г) F = ХЗ Х 1 + Х 3 Х 1 ; д) F = ХЗХ2 + Х3Х1 ; е) F = Х2 +
+ Х]. 4.27. а) F = (Х 1 + ХЗ) (X z + Хз); б) F = (Хl + Хз) (Х1 + Х 2 + ХЗ); В) F =
= (Хl + Х3) (Х2 + ХЗ); г) F = (Хl + Хз) (Хl + Ха); д) F = (~ + Х3) (Х2 + ХЗ);
е) F = Хl + Х2 . 4.28. а) F = Х 4 Х З Х2 + Х 4Х З Х 1 + Х4 ХЗ Хl + ;4ХЗХ2; б) F = Х2 Х1 +
+ ХЗ Х1 + Х 4 Хз t 2 + Х 4 Х з Х2 ; В) F = Хl + х 4Х 2 • 4.29. а) F = (Х4 + Хз + Х2 ) (Х 4 +
+ Х з + Хl) (Х4 + Х з + Хl) (Х4 + Хз + Х 2 ); б) F = (ХЗ + Х2 ) (Х 4 + Хl) (Хз + Х2 +
+ Х 1 ); В) F = (Х2 + хд (Х 4 + Хl)' 4.30. а) F = Х4Х2Х! + Х 4 ХЗХ 2 + Х4Х2Хl +
+ Х4ХЗХ2; б) F = ХЗХl + Х 4 Х з + Х4Х2Х] + Х4;ЗХ2; В) F = Х2 Хl + Хз. 4.31. а) F =
= (Х 4 + Х2 + Х1 ) (Х4 + Х з + Х2 ) (Х4 + Ха + Х2) (Х4 + Х 2 + Хl); б) F = (Х 4 +
+ Хl) (Ха + Х2 ) (Х 4 + Хз + Хl); В) F = (х з + Х1 ) (Ха + Х2 ). 4.32. а) F = Х5Х4 +
+ Х5ХЗХ2 + Х4ХЗХ2; б) F = Х5 Хl + Х5Х2 + ХЗ~Хl + Х5ХЗХ2Хl + ХБХ4Х2Хl; В) F =
= Х2Хl + X5X + Х5Х4Хl + Х5ХЗХl + Х5ХЗХ2Хl + Х 4 Х з Х2 Х1 • 4.33. а) F = (Х 5 + ~ +
+ Х2 ) (Х 5 + Х з + Х2 ) (Х5 + Х 4 + Х2 ) (Х 4 + Х з + Х2 ); б) F = (Х5 + Хl) (Х5 + Х2 +
+ Х 1 ) (Х4 + Х з + Х2 ) (Х5 + Ха + Х 2 ); В) F = (Х5 + Хз + Х2 ) (х;, + Х 4 + Х2) (Х5 +
+ Хз + Х2 + Х1 ) (Х 5 + Х з + Х2 + Х1 ) (ХБ + Х2 + Х 1 ) (Х: + Х2 + х 1 ). 4.34. а) F =
= Х 5 Х 4 + Х 4 Х1 + ~5!;"ЗХ2 +Х4 Х:1;2; б) F = Х 5 Х 1 + Х 5 Х2 + Х5Х2 + Х5ХЗХ1; В) F =
= Х 2 + Х5ХЗХl + Х"Х З Х 1 + Х 4 Х з Х 1 • 4.35. а) F = (Х5 + Х 4 + Х 2 ) (Х 5 + Хз + Х 2 ) х
X~+~+~~+~+~+~; б)F=~+~+~~+~+~~+
+ Х2 + Х1 ) (Х Б + Х3 + Х2); В) F = (Хб + ХЗ + Х2 ) (Х4 + Х2 + Х1 ) (Х 5 + Хз + Х2 +
+ Хl)' 4.36. См. табл. 10.6. F = Хl + Х 2 + Хз. 4.37. См. табл. 10.7. F =
_ ХЗХ2Хl' 4.38. См. табл. 10.8. F = ХЗХ2Хl' 4.39. См. таб.1. 10.9. F = Х] +
+ Х2 + Ха. 4.40. F= Х. 4.41. F= Х. 4.42. F= Х 1 Х2 . 4.43. F= Х] -+ Х 2 •
+

F = ХЗХ2
X2X~ ХЗХ2; В) F = Х;Х1 ХЗХ2
Х;Хl; г) F = Х З Х 2 Х2 Х1 Х З Х1;
д) F = Х 2 Х1 Х З Х1' 4.20. а) F = Х4Хl ХЗ Хl
ХЗХ2
Х 4 Х 2 ; б) F = Х4Хl
Х2 Хl; В) F = Х4ХЗХ2 ХЗХ2Хl Х4ХЗХ2; г) F = Х 4 Х1 ХЗ Хl Х4ХЗХ2
Х4ХЗХ2;
д) F = ХЗХl Х4 Хз Х 4 Х2Хl Х 4 Х2 Х1 • 4.21. а) F = Х2 + ХЗХ1; б) F = Х3Х2
Х2Хl; В) F = ХЗ Хl
Х З Х 1 ; г) F = ХЗ Х1
Х2 ;1; д) F = Х2Хl' 4.22. а) F =
ХЗ-Х2 ХЗХ1; б) F = Х 4
Х2 ; В) F = Х4Х2 Х4Хl
ХЗХ2Хl; г) F =
= Х3 Х 2
= X~1 Х 4 Х 2 + Х4Хl; д) F = Х4 х з Х2 • 4.23. а) F = Х2Хl ХЗХl Х4ХЗ;
б) F = Х2 Х 1 Х 4 Х З Х 1 Х4Х2Хl; В) F = Х4 Х 1 ХЗ ;I; г) F = Х"
ХЗХ2Хl; д) F =
= Х4Х2 + Х3;1
ХЗХ2' 4.24. а) F = Х 1 ; б) F = ХЗ Х 2 Х З Х1
ХЗ ;2; В) F =
= Х з Х2 Хl Х2;1; г) F = Х;Х 1 ; д) F = ХЗХ1; е) F = ХЗ Х1 • 4.25. а) F = Х1 ;
б) F = (Х з Х 2
Хl) (Хз + Х 2 + Х1 );
В) F = (Хз
Х2 Хl) (Х З + Х2 + Х 1 );
г) F =;= ':2~1; дl F = ХЗ (Х2 + Х 1 );_ е) р_= Хз
Хl:.. 4.26. а) F = Х2 t ~ЗХ1;

Z

4.44.

Диоды

VDl

и

VD2

ВВОДЯТСЯ для ПОВbJшения надежности

202

работы схемы.

При

=

х

О и ВХI

остаточного

=

ИО

или

при

Х2

О

=

и нх2

=

ИО напряжение И 1 равно CYMM~

0,8 В на диоде VDl или VD2 и входного
напряжения ИО ~ 0,2 В (иl ~ 0,8 + 0,2 = 1 В). Диоды VD3 и VD4 открыты
и суммарное падение напряжения на них составляет порядка 1,6 В, следова­
тельно, напряжение на входе транзистора И БЭ = И 1 - 2И ост ~ -0,6 В, что
обеспечивает отсечку транзистора. При Хl = 1 (и вх1 = Иl) и Х 2 = 1 (и нх l = Иl)
диоды VD3 и VD4 также открыты, но транзистор находится в режиме насы­
щения

за

напряжения

счет

того,

И ОСl ~

что

повышается

напряжение

Иl,

которое

становится

равным И1 ~ И1. 4.45. Схема реализует функцию И-НЕ; И~ЫХ = 0,2 В, И;ых =
= 5 В. 4.46. Схема реализует функцию ИЛИ·НЕ; И~ЫХ = 5 В, И~ЫХ ~ 0,2 В.
4.47. Транзистор УТl открыт, УТ3 закрыт. 4.48. Транзисторы УТl и УТ2
находятся в инверсном активном режиме, транзистор УТ3 открыт и находится
в режиме насыщения. 6.49. а) Насыщен; б) закрыт; в) закрыт. 4.50. Ртах

=

Е2

= R1 R2 (R1 + R2 ) "'" 18,8 мВт. 4.51.
4.9, б) И Бl = И БЭи + И БЮ ~ 1,4 В,
к

Потенциал

где И БЮ

базы

транзистора

VTl

(рис.

"'" 0,6 В - напряжение между

базой и коллектором многоэмиттерного транзистора; для того
чтобы начался
процесс выхода из насыщения транзистора УТ2, необходимо открыть один из
эмиттерных пере ходов многоэмиттерного транзистора УТ 1; для того чтобы

открылся

=

и 61

базы

-

эмиттерный

закрытого траюшстора

падение

И~

первый

min

переход,

необходимо

И пор"'" 0,8 В; отсюда следует, '!То И~
напряжения

на

УТ2

равен

насыщенном

min

напряжение

= 4,2

И Б зак = И вх1

транзисторе

И ВХ lmin

=

В. 4.52. Потенциал

+ И кНI ~ 0,4

УТl И кНI ~

0,2

В, где

В; отсюда

= И пор - И Б зак = 0,2 В. 4.53. Для повышения нагрузочной способ­

ности и быстродействия. 4.54. Транзистор УТ1 управляет состоянием транзис­
торов УТ2 и УТ3. Если он открыт, то УТ3 также открыт, а УТ2 закрыт;
если УТl закрыт, состояние транзисторов УТ2 и УТ3 инвертируются. Диод
V D обеспечивает надежное запирание транзистора УТ2, компенсируя падение
напряжения на открытом транзисторе VT1. При отсутствии диода УТ2 открыт
при любых значениях входных сигналов. 4.55. При переключении схемы в те­
чение

некоторого

транзисторы

промежутка

УТ2

и

УТ3;

это

времени

оказываются

приводит

тока, потребляемого от источника питания,

одновременно

открыты

!( кратковременному возрастанию
и, следовательно, к возникновению

импульсов помех. Резистор R4 ограничивает амплитуду импульсов помех. Он
обычно имеет небольшое по сравнению с резистором R в схеме (рис. 4.9, б)
сопротивление (десятки ом) и поэтому практически не влпяет на быстродейст­
вие схемы. 4.56. Транзистор УТ3 в открытом состоянии удерживается большим
базовым током, который обеспечивается эмиттерной цепью транзистора VT 1.
Поэтому УТ3 не выходит из насыщения при достаточно большом токе нагрузки.
4.57. Схема реализует операцию отрицания. 4.58. Схема реализует операцию
отрицания.
входов

4.59.

Предпочтительнее

суммируются

их

входные

ВТОРОЙ

емкости

и

способ,
тем

так

самым

как при объединении

увеличивается

входная

емкость, на которую должен работать источник нходного сигнала. 4.60. Для
насыщения транзистора УТ 1 необходимо обеспечить i Б1
! Б Н1' Ток насыщения

>

базы

можно определить через коллекторный ток насыщения

При открытом транзисторе VT 1 транзистор УТ3
ток коллектора насыщения можно определить

ию

=т=

Е-И к

~1

-И Б 3

н

=2,5

мА;

1 Бн\

=

1 KH/~.

также открыт, в этом случае
следующим образом:
Iки

тогда

=

!к

IБн=т=0,167 мА.

4.61. 250 пФ. 4.62. F = Х 1 Х 2 • 4.63. F = Х1Х2' 4.64. Элемент становится не·
управляемым, на выходе будет напряжение логической единицы (Р = 1).
4.65. Диод VD5 служит для повышения порога отпирания транзистора УТ 1.
4.66. F = (;1
;2 хз) (Х 4 - [- Х5 Х6 ). 4.67. Недопустимым г.овышением

+ +

+

низ кого уровня на выходе, так как ток коллектора транзистора УТ2 увеличи-

Q03

вается

ЧЭi
filfF

~

Z, f

-

и

траНЗИСТО[1

выходит

из режи­

ма насыщения. 4.68. Нагрузочная спо­
соБНОGТЬ уменьшится. 4.69. Нагрузоч­
ная
способность
увеличится.
4.70.

а) иBЫX=U~ыx, в остальных случаях
Z,

ивых

0 - - -........

=

О. Схема реализует логическую

функцию ИЛИ-НЕ.

z4

4.71. Схема
F = (Х]

+ (Х з + Х4),

(1

где Хз и х" -

входы вто­

рого логического элемента.

Рис.

10.14

гичееких

будет

+ Х2 ) +

реализовать функцию

4.72.В ло­

элементах на переключателях

тока ни один из Трi1НЗИСТОрОВ не рабо­
тает в режиме насыщения, поэтому время рассасывания ( рас = О. Кроме того, так
как

входные

сигналы

логических

транзисторов

изменяются

в

малых

предеJIах

(доли волы). то на быстродействии транзисторов практически не сказывается пере­
зар яд входных емкостей транэисторов. 4.73. Эмиттерный повторитель обеспе­
чивает, во-первых, согласование уровней входных и выходных напряжений,
т.

е.

возможность

мощности,

=

Х1

+ Х2 ;

т.

е.

б) F

работы

элементов

повышение

= Х1 Х 2 •

друг на друга,

нагрузочной

4.75. F

=

х; б) F

и,

во-вторых, усиление

спсх:обности элемента.

=

4.74.

а)

F=

"Х. 4.76. Транзистор открыт неза­

висимо от напряжения на входе Х 1 , ехема реализует функцию «константа нуль».

4.77. F

Х1

=

+ Х2 ;

Хl'

4.78.

а)

и ВБJХ = 9 В; б),

в),

г)

ивых

=

+

3 В.

4.79. а) F =

б) F = Х 1 Х 2 • 4.80. а) F = XIX2: б) F = Х 1
Х 2 • 4.81. а) F = Х 1 ;
б) F = Х. 4.82. а) F = 1; б) F
О. 4.83. а) F = х; б) F = Х. 4.84. а), в),
г) ивых = 8 В; б) ивых = 2 В. 4.85. а) F = (Х 1
Х 2 ) ХЗ; б) F = ХIХ2
Хз.

=

=

+

+

=

+

4.86. F = 1. 4.87. F
Х1
Х 2 • 4.88. F = Х 1 Х З • 4.89. F = ХЗ , вход Хl на
значение F не влияет. 4.90. F = Х 2 Х 3 • 4.91. F = Х3, вход Х 2 на значение F не
влияет. 4.92. F = ХХз. 4.93. F = х. 4.94. Нельзя, транзистор со свободным

+

входом может пробиться. 4.95. а) F = Х 1
Х2 ; б) F = ХIХ2' 4.96. F = х 1 •
4.97. F = О. 4.98. а) ивых = 9 В; б), В), г) ивых = 1 В. 4.99. а), б), в) ивых =
=9 В; г) и вых =1
=Х2 +Ха •

В.

4.100. р=х 1 (х 2 +х 2).

4.103. Р=Х 1 Х 2 •

4.104. р=Х!.

4.101.

Р=1.

4.105. Р=ХIХ8'

4.102. р=

4.106. р=Х1 •

а) F=(ХIХ2+ХЗХ4); б) F=ХIХ2(ХЗ+Х4)' в) F=Х1Х2+ХЗХ4'
4.108. а) F = ХЗ
Х 2 Х1 (Х2
ХЗ); б) F = ХЗХ2Хl (Х 1
х2 ). 4.109. а) F = Х 1 Х 2 Х 2 ;

4.107.

+
+
+
+ Х2 + X~; в) F = XIXZ + ХЗ Х 4 4.110. а) F = ХIХ2 + Х 2 Х 4 + Х 5 Х.;
б) F = (Х 1 + Х 2 ) (Х. + Х.) Х З Х 4 • в) F = XIXZ + ХЗХ4 + Х5 + Х В +
г) F = (Хl +
+ х2J(хз + Х4) (Х5 + Х6 + x 4.111. а) Два элемента 4И-НЕ; б) элемент
б)

F

= Хl

Xj

•

j ).

8И-НЕ; в) четыре элемента 2И-НЕ; г) три элемента 3И-НЕ; д) ДFа элемента
2-2И-2ИЛИ-НЕ (один расширяем по ИЛИ); а)
элемент 2-2-2-3И-4ИЛИ-НЕ
с возможностью расширения по ИЛИ; ж) элемент 4-4И-2ИЛИ-НЕ с возмож­
ностью расширения по ИЛИ; з) четыре элемента 2И; и) шесть элементов НЕ;
к) четыре элемента 2ИЛИ-НЕ. 4.112. Схемы представлены на рис. 10.14.
4.1 13. Схемы представлены на рис. 10.15. 4.114. В системе ИЛИ-НЕ: а) F =

=

Хl

+ Х2 + ХЗ,10.16.
б) F =

лены на рис.

хl

+ Х2 + ХЗ Х 4 = Х ! + Х2 + (Хз + Х 4 ),

В системе И-НЕ: а) F

----= ~ (х х ),
2 4

= Х1 + Х2 + Хз =

ХIХ2ХЗ; б) F = Х1

схемы представлены на риа. 10.17. 4.115. а) F

схема предетавлена на рис.

10.18,

число элементов n

204

схемы представ­

=

4;

б)

+ ;2 + ~X4 =

= х;-:+х;;

F = Хl

+ Хз.

+ Х 2 + Хз =

3:(

3:,

~

3:2

F

3:;1

3:3

f &

Z2

tf

Рис.

10.15

Рис.

10.16

F

3:J

f

.%2

8

.z:,o----I

а

.2".40---";';""---1
Рис.

10.17

Рис.

10.18

Рис.

10.19

Х,

.%2 _----,'---'
.%3O--------~~

а

~F

~
а

3:1

=

Х 1 Х 2 Хз,

схема

4.116.

а)

число

элементов

представлена

F = Х 1Х 2 ХЗ

число элементов n

=

Х1

на

рис.

+ Х2 + Ха,

n = 3; б) F

10.18,

= х1 х2 Хз,

= 7. 4.117. а) F

=

б,

число

элементов

схема представлена на рис.

Х1

= 6.

схема представлена на рис. 10.19, б,

+ Х 2 Х З Х 1 = Хl (Х2ХЗХ4)'

205

n

10.19, а,

схема представ.

,Z(

F

Рис.

лена

на

10.20

рис

а,

10.20,

+

= Хl
Х 2 ХЗ Х 4 == Хl
представлена на рис.

б)

F

N = 2,5. 4.118.
ло корпусов

F

2
1 3'

=

число

+

(x~
10.20,

+ х-; + Х 4 ),
б,

число

Х1ХЗ + Х 1 ХЗ

схема

корпусов

= Х1ХЗХ1ХЗ'

схема представлена на рис.

4.119. F=ХЗ+Х4+Х2+ХЗ+Х4+Х1
Рис. 10.21

N = 1;

корпусов

=

чис-

10.21.
ХIХ2+

+ Х2Х 4 + Х1Х4 + ХЗ Х 4 • 4.120. F = Х1ХЗХ1 • Х 4 Х З Х 2 =
= ХЗ Х1 + X4 Xl Х З Х 2 + Х4 Х 2 • 4.121. а) F = О;
б) F = ХЗ Х4 + Х2 • 4.122. а) F = 1; б) F = Х2 + xl.4.123. а) F = Х 4 Х2 +
+ X4 X 2Xl + Х4 Х2 Х 1
X2x l = Х 4 Х 2 + Х4Х2Х1 + Х 2 Х 1 ; б) F =Х;Х1-+ X;t-2X1
ХЗХ1Хl+
+ x 2Xl = ХЗ:;;1
Х 2 Х1 ; в) F = Х2 :;;1 Х2Х2Х1+ X1~X1 Х2 Хl = Х2 Х1 Х2Хl'
4.124.

+

+
+
+
F = Х1Х2 + Х з + Х4' Х З Х 4 + Х 1 +

+

Х2 •

4.125.

к главе

+

а) F =

1;

б) F =

+

1.

5

5.5. Частоты, на которых модуль коэффициента передачи падает на 3 ДВ.
Используя методику, изложенную в [3), опреде.~яем коэффициенты а, Ь,
lK
С, имея в виду, что 4kT/2e = 0,052 В, где Т = 273
' О , а = -hlKO +

5.6.

+

1 (I + -2411Т . -я
1)
е
н

+-h2

K

21Э

+

Z(rB+ 'э) (
2

h 2.1Э

+ I KO ) +

(гв

1)
l K + 2 e ' y =6,65·10-3

+ ,э)2
2

h 21э

н

(

IK

дВ) _

а

=

1

з

+

4kT

+ 2е
ОМ.

1)
R = 2,.34
н

Ь

А;

4kT

=V2,34/(74.5.10-6)=178
(2,14

74,5 . 10-6

=

В;

21Э

+

2гв (/К + lKO) +
4kT'B
2(/K
С=-2-+ В h - +

=

21Э

е

В2/А.

Г

2!Э

R ви ор! = ~! с/а =

2е (
/-F шmiп = 1+ 4kT Ь+2} ас) =

1,635

5.7. Используя методику (3), определяем коэффициенты а, Ь и с:
4kT (s
I/R H)
8kT (s+ I/R H)
2 ()2
= 1 . 10-s А; Ь =
2 2
= 22,8 . 10-8 В;

+

+

е

sr з

es

4kT (s
I/R и )
С"" ---::2:-e""s2'--""'::'- = 11,32 В2/А; R ви ор! =
~06

V с/а =

г3

33600 Ом; F ш min = 1

+

+ 19,2(Ь+2уаё) = 1,013, Т. е. менее чем 0,1 дБ.5.8. 89,5 дБ. 5.9. М=
= 1,1. 5.10. /ОБ = /ок.!h 21э mln= 2·10-3/50 = 40 мкА; RK= (Ек.-Иок.)//ок.=
= (9-5)/2.10-3 = 2 кОм, R "'" Е к /1 0Б = 9/40.10-6 = 225 Ом. 5.11. /ОБ =
= /окJh 21э = 0,01 А.
1д = ~10Б = 0,05 А. R 1 ~ (Ек. - ИоБ)J(lд + 1 0Б ) =
= 183 Ом. R2 = И ОБ/ 1д = 20 Ом. Выбираем стандартные сопротивления R1 =
= 200 Ом, R 2 = 20 Ом. 5.12. Принимаем коэффициент температурной неста­
бильности sдоп=з,5. R э =0,IЕ ю 1 0э =8 Ом; RБ"",Rэ(Sдоп-1)=20 Ом;
R 2 = Ек.RБ/(Ек. - R Б /ОБ - И ОБ - R э 1 0э ) = 24 Ом; R 1 = R Б R 2 /(R 2 - R Б ) =
= 120 Ом; /д = EK/(R r R 2 ) = 83 мА> (2 ..• 5) /ОБ' 5.13. RK = (Ек.-

+

-

и ок.)/ /ОЭ = 26 Ом; R Б = RK ( h

Sдопh21Э
21Э

_ '

~доп

)
1 = 122,5 ОМ.

Принимаем стандартные сопротивления
RK = 27 Ом; R Б = 130 Ом.
5.16. B=0,015. 5.17. Rи ~33 Ом; Rc =51 Ом. 5.18. При расчете используем
методику [3]. Мощность рассеяния на коллекторе Рк. = И 0к. 1 Ок. = 5 . 5 =
= 25 мВт. Температура перехода tj т!п = { а min + RtpK = -10 + 0,43·25

'j тах = 'а тах+ RtPK= 45 + 0,43 . 25"", 55 ос.

~ О ОС;

___
= У20 • 250

('

V h 21 min h 21 тах=
25 ос_ tj min)

+ 0,22h 21 тах) 1 - 300 ... 500 ос =
(
t j тах - 25 ОС )
(0,78h 21 тах + 0,22h2I min) 1 + 200 ... 250 ос ~ 230; М 21 =

=

"

=

h 21 =

71;

hfH

=

(0,78h 21

т!п

= 65; h 21 =
А
= h 21" - h 21, = 230 - 65 = 165. М к.о ~ 1к.о (2 .•. 3) (0,11 j тах-25 ОС) = 24 мк.
/';.h 21
_
М О = Мк.о
1 0 к. = 0,189MA. /';.И о = 2,2·103 (t amax - t a min)
0,06 =

+ -r

+

21

= 0,181

В.

Схема

1,

табл.

5.2.

При идеально!! фиксации тока базы (R Б =

нение коллекторного тока, определяемое выражением

В

/';.1к.

RБ

реальных условиях сопротивление резистора

=

(0) изме­
= h21 /';.l o = 13,4 мА.
(Ек. -

ИоБэ)/lОБ

=

= (Иок.+ Rк.10к.-ИОБЭ)//ОБ = 240 кОм, а уход коллекторного тока /';.1к.=
= h21 (М Б
/';./0) = h 21 (/';.И о
R Б /';./о)/(h ll
R Б ) = 13,4 мА. Входное сопро­

+

+

+

тивление транзистора, включая цепь смещения, в первом случае

+

= hll =

равно

RBx =

400 Ом, а во втором - RBX = h l1 R Б /(h l1
R Б ) = 399 Ом.
Схема 2, табл. 5.2. При идеальной фиксации' напряжения на базе R Б =

= R1 R2 /(R 1 + R2 ) =
/';.1к.

У21/';.И О

О

(R 1 =

О)

коллекторный

ток

изменяется

на

величину

= 32,2 мА.
Схема
3, табл.
5.2.
R Б = (иок. - U оБ )/1 0Б ~ 120 кОм.
/';./к. =
h21 [/';.и о + (R Б
RK) ..но]
h ll R Б
h ll
R Б (1 h 21 ) RK = 8,52 мА. R BX ~ R Б h21 R K = 251 Ом.
Схема 4, табл. 5.2. Изменение коллекторного тока зависит от величин
R э и R Б = R 1 R2 /(R 1
R 2 ). При R э = 300 Ом; R 1 = 6,2 кОм; R 2 = 1,2 кОм;
h21 [/';.и 0+ (R B + Rэ) Мо ]
RБ = 1 кОм получаем /';./к. = h l1 + R Б
(1
h21 ) R э = 1,32 мА. R BX
=

+
+ + +
+

= h l1 R Б /(h l1 + R Б ) =

+

+ +

286 Ом. Требуемое напряжение источника питания Ек. =
= R э (/ОБ
/Ок.)
иок.
RK 10K ~ 11,5 В.
Схема 5, табл. 5.2. При R э = 300 Ом; RK = 1 кОм; R ф = 2 кОм; R 1 =
h 21 [/';.и 0+ (R БО
R эо ) /';./0]
=6,2 кОм; R 2 = 1,2 кОм; /';./к.= hll+RБо+(1+h21)Rэо =0,76 мА, где

+

+

+

+

RБО = R 1 R 2 /(R 1
= 0,556 кОм.

+ R + Rф) =
2

0,790 кОм; R эо = R э
207

+ R 2 R ф /(R 1 + R + R ф ) =
2

Рис.

Входное

= 286

10.22

Рис.

сопротивление

такое

же,

как

и

Ом). Требуемое напряжение источника

у

10.23
схемы (R BX =
= R э (/fШ + lо!() +

предыдущей

питания Е!(

ИОI(-ИОБ+RI(/ОI()
R1
= 21,5 В.
Результаты расчета показывают, что схемы 1, 2, 3 не удовлетворяют тре·
буемому условию il/l( - 12500; RBX ОУ >- 1 мОм, RnbIx
RBx OyR 2
- R1 + R аУ (1 + куи) + R = 2
2
Bx

(станд.

2

RBbIX

~

150

кОм.

оуКуи/Куио

Rз =

R2

операционный

с Куи.

ах
лителя RBbIX = RBbIX oy/~ =
ОУ
необходимо,
чтобы

усиления

(R 1

+R

BH )

Входное

Выходное

=

Выбираем

= R; . КуИ =
уснлитель

Ом.

Для

5.40.

R1
R1 =

сопротивление

= (1 ... 10) кОм.

= 2 кОм. Сопротивление цепи обратной связи

R1 = R1 + R ви

:~21Э ~ 91 Ом.

раза.

50

типа

кОм, где
153УД5А

сопротивление

сопротивление

уси·

0,3 Ом. Для симметричного
R2 /(R 1 RBH R2 ) ~ 1,9 кОм

+

+

кОм).

Выходное напряжение И БЫХ =~

=Еи/Rвх+И~ых/Rн=О,45

мА.

-(R 2 /Ri) Е и = -7,5 В. Выходной то!{ I H=
5.41. R 1 =(1 о.' 10) кОм. Выбираем R1 =
211

=

1) = 48 кОм (станд. 51 кОм). Коэффициент обратной
0,038. Выбираем, как и в предыдущем случае, опе­

= 2 кОм, R2
R1 (КуИ связи В = R1 /(R 2 + R1) ~

рационный усилитель 153У Д5А.

Входное сопротивление

R nx = RBX ОУ (1 + ВКуИ.) "'" 473 мОм.
= RnblxOY [1/(1 + ВКуи)J "'" 0,3 Ом. Выход­

усилителя

Выходное сопротивление R BbIx

ное напряжение и ток нагрузки И nых = (1

+ Еи/R nн =

6,3 мА.

5

.42. КуИ

+ R2 /R 1 ) Е и = 7,8 В; 1и = И BblX/R,,+
-R2/Rl
1 (
R~ ) = -99,9,
1 +к- 1 +R 2 /R 1 +-R-

=

уИ.

R BX =R 1 +R

=

вхОУ

(I+К

уИ.

ихОУ

)+R "",10,1 кОм;

Rвых=RnыхоуКуи/Куи =

2

•

Ом. 5.43. Используем схему рис. 5.12. ПОСКОJlЬКУ требуемое входное
соп РОТИВJlение R ВХ невелико. КуИ = -R 2 /(R 1 + R nи)' Требуемая веJlИЧИНа

6,99

входного сопротивления

R Bx = R1 = 10

кОм,

поэтому

R2 =

КуИ

(R 1 + R BX ) =

кОм. Такая веJlИчина сопротивления не приведет к большой погрешности
за счет разностного тока и может считаться приемлемоЙ. Для уменьшения
токовой погрешности выбираем резистор R з = (R 1
R BH ) 11 R 2 "'" 11 кОм. Выход-

=

11 О

+

НОЙ ток ОУ 1nых = И Еых/Rи + И BbIX/R2 "'" 0,42 мА. Выходное сопротивление
УСИJlителя R Bblx = RвыхоуКуи/Куи. = 8 Ом, что много меньше требуемого

ВХ

значения. Оценим дрейф, приведенный ко входу ~силителя едр

6.И см

= ---;;,т +

6.1 БОра"н
6.Т

вых. ош
= 6.И6.ТК
=
уИ

(R вн + R 1) = "'" 350 мкВ/ОС, где 6.И см/6.Т - дрейф напря- дрейф разностного входного тока; 6.И вых. ош/

жения смещения; 6./Боразн/6.Т
/6.Т

-

изменение нап~яжения ошибки с температурой (дрейф выходного напря­

жения).

Изменение напряжения

6.И~[,х. ош

на выходе усилителя в диапазоне температур

= e~~6.T КуИ =

70 мВ. Изменение напряжения смещения 6.И см за
счет изменения напряжения питания (И П = ±6,3 В)
на ±10 % 6.И см =
= 6.И п /Ко . в. н. п. = 1,26 мВ, где Ко. в. н. п. = 103 для ОУ 140УД1- коэффи­
[щент ОСJlаБJlения ВJlИЯIIИЯ напряжения питания. Изменение напряжения на вы-

ходе усилителя

=
=

~И

при изменении напряжения питания 6.И BЫ~. ОШ
6.И

=

6.И емКуИ

~T
~ИП_
И Бык. ОШ + 6.И вых. ош + 6.И вых. ош -

1,26 . 10 = 12,6 мВ,
вых. ОШ 82,6 мВ, где 6.и~t,х. ош = О (ДJlЯ рассматриваемого УСИJlителя) - изменение

выходного напряжения при воздействии синфазного сигнала на входе.
Температурный градиент коэффициента усиления ОУ 6.Куи/(КуИо6.Т)

=

=

- 6. сф

(0,2 '"

0,4) . 10-2

1/°с'

Выберем

6.К уv /(К уИ .6.Т)

=

0,4 . 10-2

1/°С.

охвате ОУ обратной связью в схеме инвертирующего усилителя при 6.Т =

6.К уи/К уИ

=

6.К уИ .6.Т j(6.ТК уИ .В) =

9 . 10-4,

или

0,09 %.

=

При

20 ос

Общая статическая

погрешность

б
Как

видно

I1К

стат

I1И

= ~ + ..,."..--=,В"'ы"'Х.:...• .::.:ОШ=.. = О 0423 или
КуИ

из расчета,

КуИИnхmах

основной

вклад

'

,

в величину

4,23 %
погрешности

вносит

"'" -1 ос Rос =
И
ВХ]
И
вх2
И
вхз)
__
(И
вх!
И
вх2
И
вхз)
( R1 + R2 + R з - -R R + O,5R + 2R -_ -(И ВХ! +
= -R оС
+ 2И вх2 + 0,5И вхЗ)' СОПРОТИВJlение резистора R4 , который включен ДJIЯ сни­
жения токового дрейфа, выбирают из УСJlОВИЯ R4 = R1 11 R 2 11 R з 11 Roc (при
R ВИ! = R вн2 = R nн> = О). 5.46. IJротивофазность выходного и входного CIIГlIa­
лов В схеме рис. 5.14 вызвана тем, что входные сигнаJlЫ поданы на инверти-

дрейф разностного входного тока ОУ.

5.44. 404

212

мВ.

5.45.

И вых

рующий вход 01'. Для синфазности напряже­
ний необходимо применить схему рис.
10.27.
Параметры элементов схемы должны удовлетво­
рять двум условиям. Первое условие - сохране­
ние прежних (см. задачу 5.45) масштабных ко­
эффициенто в 110 входам:

+

+
+
+
+
+
+
+
+
+

UBx!/R1 UBx2 /R 2
uвхз/R з R 6
I/R 1 l/R~
I/R~
I/R 4 . R5 =
UBx!/R
U Bx2 /O,5R
U вхз /2R R 6
l/R
1/0,5R
1/2R
I/R 4 • R5 =
= U ВХ! 2и вх2 О,5и BXJ'

+

НВ

RS

+

10.27

Рис.

ЭТО следует из уравнения для междуузлового напряжения и дает (при R4 = R)
R6 /R 5
4,5. Второе условие - баланс 01' по входам в состоянии покоя:

=

+

+

+

+

+

+

+

I/R 1 I/R 2
l/R a
I/R 4 = I/R 5
I/R 6 ,
I/R
1/O,5R
1/2R
I/R 4 =
= I!R 5 + I/R 6 , что дает 4,5R= I/R 5 + IIR 6 •
ИЗ этих условий получаем R" = 0,27 R и R G = 1,22R. 5.47. U вых =
Rз
R oc
R1 R oc R з
= -К УИИНВ Uвх! КуИнеИIIВU вх2 R з R 2 = - R 1 U вх!
R1
R з +R 2 U вх2'
Если R2 = R1, R з = R oc и R з / R 2 = Roc/R1 = т, то UБЫХ = -mи вх! +
(m+ 1) т
m+1 Ubx2=m{Ubx2-Uвх!)=5В,/н=Uвых/Rн=lмА.5.48.-З,6В.

+

+

+

+

+

5.49. R BX • инв

+ Rз =

RBXOyRoc
+К )

= R1 + R вхОУ (1

уИ о

+R

ОС

= R1 = 10

кОм,

R BX • неинв =

5.50. Для этого необходимо R1 = 00, R., = О.
5.51. R1 = 75 кОм; R2 = 50 кОм; Ra = 30 кОм. 5.52. Выбираем сопротивление
R oc = 60 кОм» R BblX оу. Так ка" коэффициент усиления КуИ = 3, ТО R! =
= Rос/К уИ = 60/3 = 20 кОм. Для баланса 01' при отсутствии входных сигналов
R 2 = R1Roc/(R! + Roc ) = 15 кОм. 5.53. to "'" 50 кГц- KyV = 5. 5.54. Комплекс­
= R2

110

кОм.

ное сопротивление колебательного контура

(R L

ZK

=

+ j(jJL) ( - j dё)
.(

RL

+I

1)
(jJL - шС

Qv _ j

= Р

v

+ i (v

2 -

1) Q ,

где v = (jJ/Ш О ; Ш о "'" I/V LC = 0,4 . 106 рад/с; р = L(jJo = 4 кОм; Q = p/R L =
= 40 (Q - добротность контура). Наибольшее значение ZK достигается на

+

частоте v = 1 ZK = Р V I
Q2 "'" pQ = 158 . 103 Ом И значительно преВbJшает
R BLlX , R1 • Поэтому тах [(уи = ZK/Rj = 790. Полоса пропускания может быть
определена по добротности контура: 2дш = шо/Q = 104 рад/с и 2М = 2Аш/(2n)=
= 1,6 кГц. 5.55. Схема рис. 5.17 обеспечивает задаННЫII наклон А ЧХ в полосе
ограничения n = -40 дБ/дек [16]. Выбираем 01' по частоте единичного усиле­
ния { тОУ >- foK o = 100 кГц. Для 01' пша 140УД6 f T = 1 МГЦ, т. е. неравенство
удовлетворяется с запасом. Для 01' типа 1401' Д6 R йхоу = 2000 кОм, RBhlXOY =
= 200 Ом. Задаемся значением емкости С 2 = 510 пФ и находим значение
всп()могательного
коэффИЦIIента
К = 2nfoC2 = 3,2· 10-5.
Для
максимаЛLНО
ПЛОСIЮЙ характеРИСТИКlI !J а = V'2 значение емкости С 1 = (4/а 2 ) (Н
1) С 2 =
=11220 пФ (принимаем 11000 пФ), где H=K o =-R2 /R!. Сопротивления
резисторов схемы фильтра:
R 1 = а/(2Н К) = 2,2 кОм; R2 = а/(2К) = Н R1 =
= 22 кОм; R з = а/[2 (Н + 1) [(1 2 кОм. Проверяем полученное значение
частоты ере'];} f о = 1/(2n V С 1 С 2 R 2 R з )
1О, 1 кГц и коэффициент усиления
в полосе пропускания КО = R2 / R1 = 10.

+

=

=

213

Значение

входного

напр яжения U ВХ

= / вх (R з + R111 R2 ) = 160

мкВ,

где

1 ВХ = 40 нА дЛЯ ОУ типа 140УД6. Это напряжение можно скомпенсировать,
Подключив между неинвертирующим входом ОУ и общей шиной резистор

R4

"'"

"'" 4 кОм (на рис. 5.17 показан пунктиром). 5.56. Ко = Н = -C1/C 2 = 10,
10 = 1/(2лRС) "'" 1,6 кГц, где R = R 1 = R2 , С = С 2 = Сз. 5.57. Так как для
фильтров верхних частот частота единичного усиления ОУ должна удовлетво·

рять неравенству 'тОУ:;;" 100f oK o [161,

211! = f тОУ - 10 = 90

то реальная полоса пропускания будет

кГц. 5.58. Выбираем ОУ по частоте единичного усиления

'тОУ:;;" lоК о = 150 кГц.

для ОУ типа 140У Д6 { т = 1 мГц, т. е. неравенство

удовлетворяется с запасом. ДЛЯ ОУ типа 140У Д6 R nxOY

=

200

=

10 пФ).

= 2000 кОм; RBbIXOY =

Ом.
Задаемся значением

=

емкости конденсатора C1 = 5 ... 15 пФ (примем С 1
0,5 . С] = 5 пФ. Определяем вспомогательный коэффициент
К = 2лfОСl = 0,94· 10-3. Определяем сопротивления резисторов: R1 = 2/К =
= 2,12 кОм (станд. 2,2 кОм), R2 = 2/(3/1) = 709 Ом (станд. 750 Ом), R з =
= 2R 1 = 4,4 кОм (станд. 4,7 кОм) [161. Добротность фильтра Q = {о/(211!) = 15.
Определяем коэффициент К = (6,5 - I/Q)/::! "'" 2,15.
Определяем сопротивления резисторов из условия R4
R5 = 100 кОм, где

С2

=

+

R4 =R; R5 =(K-I)R, т. е. R+(K-I)R=IOO кОм, R=R 4 =46,5 кОм
(станд. 47 кОм), R5 = (2,15 - 1) 47 = 54 кОм (станд. 56 кОм). 5.59. Так как

основной причиной дрейфа тока 11 нагрузке УПТ, выполненного по балансной
схеме, Я13ляется температурныi\ дрейф коллекторного тока обоих транзисторов,
необходимо выбрать пару транзисторов, имеющих минимальный относительный
дрейф в диапазГ)не температур. С этой точки зрения наиболее целесообразно
применять кремниевые транзисторы, имеющие малые обратные коллекторные
токи

и

их

относитеЛl,ные

изменения.

Пусть относитеЛJ,НЫЙ дрейф транзисторов

1fT 1 и VT2 !1/ КОI

-

!1/ КО2

=

20 мкА

в заданном диапазоне температур. На семействе выходных характеристик тран­
зистора выбираем рабочую точку с координатами U ОК
8 В; lоэ
1 мА.

=

Сопротивления R ю

фициент

= R IO =

стабилизации

h

21Б

/

и ок
ОЭ

.

дреифа

сопротивлений R; = R';

sE K -

RK

= R2

принимаем равными

s=

п)
(R
2 + R-К

11/

=

10 кОм. Определяем коэф.

t1I_ др11/

КUl

К02

=

=

"'" 91,8 кОм (станд. 92 кОм).

Взяв из справочника для выбранных транзисторов значение

Определяем сопротивления в цепи смещения

EK-UO!(-IOKRK

эмиттеров .~Э =

R[3 = R э : R1 =
R1 / 1 / / ОЭ = 6 кОм (станд. 6,2

равным lОгэ

Значения

определяем по формуле, приняв h 21Б = 0,98: R2

10 мкА), определяем токи: /1 = (U oK /R 2 ) -/ОЭ (1- h 21Б )
/ОК = /!(О+ h2IБ/ОЭ + (U oK /R 2 ) = 1,077 мА.

Rэ =

3,7.

= 300

/1

/ КО

R; - R; = R1

И В

мА;

цепях

= 51 кОм (станд. 51 кОм);

кОм). Сопротивление

Ro обычно

Ом.

Находим входное сопротивление каскада R Bx

(например,

+ /КО = 0,117

=

2R1R~x/(2Rl

выбирается

+ R BX )'

где

2R 2 + R". ЭКВ
Ro 2R 2 (1 - h 2IБ) R o R H• ЭКВ
R" .ЭКВ = 2R KRH /(2R!( + R п } = 4 кОм.

R~X
ОlIl'еделив R~x

= 7,4

+ +

=

кОм,

= 6,9 кОм. Находим
h2IБRн.9КВ

получим окончательно R Bx

214

5.60.

Так как коэффициент гармоник

велик, ис­

пользуем схему ОЭ (рис. 10.28). Задавшись
к. п. д. трансформатора YJrv = 0,75, определяем
мощность,

выделяемую

=

транзистора: РI(

в

коллекторной

Р BblX/YJrv

=

ность, потребляемая от источника

YJ и =

0,4

питания

РI(/YJ и =

в режиме А, Р лит =

цепи

1,33 Вт. Мощ­
3,32

при

Вт.

Рис.

Учитывая, что падение напряжения на активном
сопротивлении

ЕI(

0,1

=

1,6

получим

первичной

'1

обмотки

порядка

В, а падение напряжения на сопротивлении R э

напряжение

Следовательно,

питания

транзистор

10.28

участка

должен

0,08.

коллектор-эмиттер

выдержать

ЕI(

ИОI(

максимальное

=

1,28

= 14,1

В,
В.

напряжение

Ик.mах = И о к./ О ,4 = 35 В. Применим в каскаде транзистор типа ГТ703Д, имею­
щий максимальную мощность рассеяния с дополнительным радиатором 15 Вт,
допустимое напряжение коллектор-эмиттер ИI(. дал = 40 В, h21Эmiп = 20,

45, 11(0 = 45 мкА, тепловое сопротивление переход - корпус R TT =
f h21 = 10 кГц. 10K = Рj(/(YJкИок.) = 0,235 А. Ток смещения базы при
среднем значении коэффициента передачи по току h 21э .ер = 30, 1ОБ =
= 10к./h21Э. ер = 7,85 мА. По полученНlЯМ значениям И 01(' 101(' 1ОБ отмечаем
h21Эmах

=

=

3 0 С/Вт,

положение

точки

покоя

р,

через

которую

торной цепи переменному току R~
прямую (рис. 10.29, а).

для сопротивления

= И~I(/(2РI() =

нагрузки

коллек­

71 Ом проводим нагрузочную

= 0,5 В,
1 I(mах) , находим на на­
грузочной прямой крайние положения рабочей точки 1 и 6. Мощность, выде­
ляемая в коллекторной цепи транзистора в выбранном режиме, Рк. = 0,125
(f I(mах - Il(min)2 R~ = 2,6 Вт, чего достаточно с запасом. Амплитуда входного
Отметив

значения

остаточного напряжения на коллекторе Ик.ает

минимальный и максимальный ток коллектора (ll(miп'

тока, обеспечивающая

полученное

значение

мощности коллекторной цепи при

наихудшем транзисторе, IБm = иl(mах -ll(miп)/(2h2IЭmiП)
точки 1, р и 6 с динамической выходной характеристики
теристику

R BX

(точки

11,

= 2И Бm /(2I Бm) =

р!,

6

найдем

6'),

Ом;

=

Р вх

КОЭффllIщент усиления каскада

по

значение

=

13,7 мА. Перенося
на входную харак­
0,2 В; 2И Бm
0,3 В;

=
=
= 1,87 мВт. Определяем
К р = РК./Р ВХ = 710. Так как
И ОБ

2/ Бm . 2И Бm /8

МОщности:

падение напряжения на сопротивлении эмиттер ной температурной стабилизации

их=5В

Ji,MA

t~
2и

I fO
ОТ
О

Рис.

'-Q''''-' К з
29, что и соблюдается, так как КуИ =, 74,4>29

=

9. Рассчитываем f'мкости конденсаторов
-..: 1/(2лt R У6) = 2900 пф (станд. 3000 пф).
10. Сопротивление нагрузки эмиттернаго
ловия

R э :;"

Гэ+ ГБ (1 а

( 10 ... 20)

а)

= 578

Фазирующей
повторителя

Ом (станд.

RС·uепочки

С

=

определнем из ус­

Ом).

620

На '!астоте генерации разделительные конденсаторы не должны вносить
фазовых
сдвигов.
Величину
их
емкостей
находим
из формулы С р

11.

=

=

106;(2лtО, I Rвх. у)' г де RВХ. у - входное сопротивление усилительного кас­
када. Таким образом, ер! = 0,171 мкф (станд. 0,018 мкф); С Р2 = 0,63 мкф
(станд. 0,68 мкф).
12. На семействе статических характеристик стронм динамическую харак·
теристику

и выбираем

положение

рабочей

точки

(рабочая

транзистuров имеет одинаковые коорДI1наты). При этом

'ОБ=О,6мА; ИОБ=О,З

В_

Так

как

В

uепи

точка

101( = 22

делителей

для

обоих

мА; И 01(

= 6 В;

R1R2

и

Rl'R2'

ток

= 2 . 0,6 = 1,2 мА, то расчетные значенин сонротив·
лений делителя будут R 1 = (ЕI( - ДИ э - И ОБ )!(/ ОБ + 1Д) = 5,9 кОм (станд.
6,2 кОм), где /l"И э "" О,О9ЕI( = 1,08 В, R2 = (ди э - ИоБ)/l д = 1,5 кОм.
выбирается

1д= (2 ... 5)

'ОБ

13. Находим сопротивления R э = /l"Иэ/(/ок. + 10Б) = 47,3
47 кОм). R;=(Ek.-ИОБ)/(/ов+/д)=6,5 кОм (СТ З
определяется

"" 1/[(1,6._.2) К окр ]' Сопротивление
1 - ~ooc
связи р ос "" R Э1
R
.
~ooc
Для

обеспечения

малых

из

нелинеЙIIЫХ

фиаиентом, а в качестве R Э1 -

2лf rminR
Р/Р вх '

+

условия

резистора

нелинеЙIIЫМИ. В качестве Рос выбирают

1

=

VI + R .
R вх

Коэффиаиент отрина­

самовозбуждения

В оос ~

в аепи отриаательной обратной

искажений

Р ос

сопротивление

или

РЭI

выбирают

с отриаательным коэф­

сопротивление с положительным коэфФиаиентом

6.22. Уменьшить в два раза '2 = Р 2 С2 ; а) tиI = t и2 =
= 0,5 мс, Q = 2; б) t и1 = 0,25 мс, lи2 = 0,75 мс, Ql = 4; Q2"" 1,34. 6.2З. f =
2ЗО мка,
57 мкс. 6.25. Частота увели­
= 500 Га, Q "" 1,З4. 6.24.
чится в 1,6 раз, EOmin = 2,4 В. 6.26. Qmax "" ЗА. 6.27_ Т "" 211 мкс, lи =
+
+
-= 71,4 МКС, t фl = ЗА мкс, t ф2 = 60 мкс, t фI = t ф2 = 0,4 мкс. 6.28. Р 1 = Р 2 ""
"" 14 кОм. 6.29. а) увеличится; б) не изменится; в) уменьшится; г) не изме­
"ится. 6.30. а) увеличится; б) увеличится; в) не изменится; г) не изменится;
д) не изменится. 6.31. а) практически не изменится, если 1коR ю
Е к ; б) не
(лампа

накаливания).

'1 ""

'2 ""

«

изменится; в) уменьшится; г) увеличится; д) практически не изменится, ссли
Е к }> l ко2 Р
[КОIR ю ; е) не изменится; ж) не изменится; з) не изменится;

+

и) увеличится; к) не изменится.

6.32. р" min ( "" 0,З07 кОм, рн min U "" 1,З4 кОм.
6.33. Условие насыщения транзистора УТ2 выполняется, так как i 52 = Е К /Р 2 =
= 750 мкА > [БН2 = 500 мкА. Условие закрытого состояния VT 1 выполняется,
так как UБI=lкоR1+UКн2=-0,З5 В>U пор =-0,6 В; t и =140 мкс,
= 2 кГа. 6_34. 5,88 кГа. 6.35. !тах = 4,4 кГа, lи = 210 мкс. 6.36. а) увели­

'=

чится;

б) увеличится;

г) уменьшится; если р н »R э ,

в) увеличится;

тически не изменится; д) уменьшится.

б)

не

изменится;

В)

уменьшится;

Т = ЗО,6
мкс.
6.4О.
а) IИ1
б) 1,,1 = ЗО,6 мкс,
t и2
15,З

=

=

г)

=

15,З мкс,

Т

= 20,7

мкс;

6_37. ( вос "'" 9

мкс.

увеличится.

6_39_

г)

6.38.
lиl =

=

15,З
мкс,
I Н2
ЗО,6 мкс,
мкс, Т
45,9 мкс; В) IИl =

=

t ,,1

=

15,З м[(с,

t И2

го прак­

а) не изменится;

= 25 м[(с,

= 15,З
= 45,9

t и2

Т

5,4
Т

мкс,

=

мкс,

~1KC,
t и2 =

40,З ~IKC.

6.4].

При включении напряжения
ПИТ~IIИЯ
н последующеы l'I'O 1\lеДЛСНIIОМ
нарастании ток заряд[(и конденсаторов может быть неЗНi1ЧlIтеЛЫIЬЕI, что при­

ведет к малому

падению напряжения на

220

резисторах

Рl н Р2, ЭJIеЩ~l1l'Ы

DDl

и

не откроются и схема не возбудится.

DD2

6.42.

R БmаХ

= 2 кОм. 6.43. С 1 =

=

С 2 = 0,1 мкФ. 6.44. Не отразится. 6.45. Колебания сорвутся, так как при
раЗJIИЧНЫХ сигналах (О и 1) на входах элемента DD3 всегда будет О, ЗНi!ЧИТ
на выходе DD4-1 и цепь зарядки С2 разорвана. 6.46. Элементы DD2 и ЛЛЗ
открыты, так как иа их входах напряжение равно нулю; элемент DDl зак!,ыт,
так как иа обоих его входах напряжение высокого уровня;
ис (О) "" О.
По окончании запускающего импульса схема

6.47.

удерживается в квазиустой,

DD2, который сохра­
пока падение напряжения на входе DD2 от тока зарядки
уменьшится до порогового. Длительность этого п!,оцесса

чивом состояиии низким уровнем

няется до тех пор,
!юнденсатора С не

напряжения

с выхода

RC. 6.48. tи "" 16, О мкс, Т = 150 мкс.
8 мкс, Т = 150 мкс; в) схема поте­
ряет работоспособность; г) t и "" 20 мкс, Т = 150 мкс. 6.50. (" "" 11 мкс.
6.51. С"" 0,0446 мкФ. 6.52. t BoC "" 165 мкс. 6.53. t и = 654 мкс, Т = I,З08 мкс.
6.54. t иl "" З7 мкс, t и2 "" 131 мкс, Q = Т /t иl "" 3,05, f = 7,56 кГц. 6.55. t и \ =
= tи2 = 50 мкс, Q = 2, f = 10 кГц. 6.56. f = 13,4 кГц, t иl = 25 МКС, t и2 = 50 мкс,
Q = Т/t пl = 3. 6.57. t и = 204 мкс, Q "" 3,07, f "" 1,6 кГц. 6.58. а) t и "" 204 мкс,
Q "" 1,59, t "" 2,82 кГц; б) t и = 137 мкс, Q = 4,08, t "'" 1,8 кГц. 6.59. t и =
= 330 мкс, t BOC = 120 мкс, Т = Т зап = 500 мкс. 6.60. Схема начнет работать
в автоколебательном режиме. 6.61. Необходимо поменять полярность включе­
ния диодов VDl и VD2 и полярность запускающих импульсов. 6.62. Умень­
шает время восстановления схемы. 6.63. t BOC "" 9,5 МКС, t и = 20 мкс, f тах ""
"" 34 кГц. 6.64. Ввести цепочку R4, VD3, причем R4max = 7,7 кОм. 6.65. а) уве­
личится; б) не измеиится; в) увеличится; г) уменьшится. 6.66. а) увеличится;
б) увеличится; в) увеличится; г) увеличится. 6.67. tи "" 9,4 мкс, Т"" 601 мкс.
6.68. а) t и "" 8,4 мкс, Т"" 600 мкс; б) t и = 16,8 мкс; Т = 1200 1\IKC; в) t и ""
"" 9,4 мкс, Т = 294 мкс. 6.69. Появлеиие короткозамкнутых витков эквивалентно
шунтированию нагрузки RH MaJIbIM сопротивлением, при этом может перестать
определяется

а)

6.49.

постоянной

t" "" 80

мкс, Т =

времени т""

мкс; б) t и =

150

выполняться
условие
возникновения
генератор потеряет работоспособность.

чтобы

изменеиия

входного

регенеративного процесса и блокинг­
Резистор R д включен для того,

6.70.

RBX •

сопротивления

н

открытого

транзистора

VT

мало влияли на длительность импульса БJюкинг-генератора, поэтому следует
выбирать R д >
Bx • н' 6.71. Коэффициент усиления транзистора в инверсном

R

режиме

/!ИЯ,

как

ыинимум

поэтому

может

на

порядок

нарушиться

меньше,

условие

чем

в

режиме

возникновения

нормального

вкmО'lе­

регенеративного

про­

иесса и схема работать не будет. Если же это условие не нарушится, то ГlрИ
работе БЛOl

к главе

9

В последовательном ограничителе суммарное сопротивление диода (от­
крытого или закрытого) и источника входного сигнала R ви и сопротивление

9.1.

нагрузки R и образуют делитель напряжения, в котором выходное
снимается

G Rи •

Для того чтобы коэффициенты передачи

напряжение

схемы при

открытом

и закрытом состояниях диодов существенно отличались (K 1 ~ К 2 ), необходимо,
чтобы (R лр
R ви) ~ R и , а (R обр R ви) ~ R H • 9.2. Так как при закрытом
диоде образуется делитель входного напряжения RH и Rorp ' то для получения

+

+

большой амплитуды выходного сигнала необходимо, чтобы
следовательном,

и

в

параллельном

ограничителях

» Rorp ' 9.3.

RH

уменьшает

И в по­

амплитуду

выход­

ного сигнала и ухудшает работу ограничитеJlеЙ. Необходимо стремиться умень­
шать

это

сопротивление.

9.4.
а) Ивых (t)

Опри И вх и)

={

И вх

И вхт

-2б) ивых (t) =

(t) =

1

г) и вых (/)

=

и 13х

j

О,

>

и ВХ (t)

при

и вх (1)

в) и вых

>

при И вх и) ~ О;

(t)

при

и вх

(t)

И вхт

-2- ,

~

И вхт

-2- ;

(t);

и Ахт

при и вх

--2-

И вхт
(t) :> - -2- ,

И
вхm

иВЬ]Х (1) при и вх (t) ~ -

-2-'

RBH+R
')
9.5. Иогр=Есм ( RH
+1 "",I,IЕ см =8,8В.

ивых (t)

=

{

-8

В при и вх и) ~

О,9и вх

(t)

при И ВХ

(t)

8,8

В,

> 8,8 В.

9.6. И;ых тах"'" 17,8 В, И;ЫК тах"'" 0,08 В, ]{l "'" 0,89, К 2 "'" 0,004. 9.7. I д-тах =
17,5 мА, И ot5p тах = 45 В. 9.8. а) И: ых тах "'" 47,5 В, t ф ~ 0,.35 мкс, t ф "'"
"'" 0,08 мкс, И;bJХ тах = О; б) длительности фронтов минимальны, если схема

=

представляет

собой

RorpC = R H (С д

=

скомпенсированный

резистор но-емкостный

+ Сн ), откуда оптимальное значение емкости С =

218 пФ. 9.9. И вых тах

=

делитель,

RH

(С д

R

т. е.

+ СН)

=

огр

10 В, И вых mln "'" 6,67 В. 9.10. BpeMeHHble диаграммы

и амплитуды напряжений см. рис. 10.44. 9.11. BpeMeHHble диаграммы и ампли­
туды напряжений см. рис. 10.45. 9.12. BpeMeHHbIe диаграммы и амплитуды на-

пряжений см. рис.

10.46. 9.13.

Е см2 = Ивых т; в) Е ем !

а) Е см ! = -

.

Q-2

И вых т
--2- ;

= И вх т SШ Л2Q"";
228

Е ем2 =

Е см2 = И вык т

И вых т

--2-;

б) Еем ! = О;

Q-2
+ И вхт sш. Л2Q""'

..t

о
Рис.

-JO

O~+---+---~----

Uou'~Fл---г
2,f

___

•
f

О

t

Рис.

10.44

Рис.

10.45

10.46

и

(5

10

-т--'
--1.......
I

I
I

t
о

,
I

-10

Q

U8ыK~OA~~= ____

L

r-_ J

f

1

I
I

I
I

,,

1.....

'I2

,
1

I
L_
Рис.

..

г--,

J

~

L

t

-

10.48

!----------I___
8
t

9.14. а) И вых = ECM1 ; б) Ивых = Е см2 ; в) и
г) схема вырождается в односторонний ограничитель, соответствующий РИС_ 9.2, б и
9.2, а. 9.15. а) на положительную волну не
повлияет, так как диод VDl все равно 01'крыт; при отрицательной полуволне на выходе

-!

жение параллельных цепей с источниками
Е СМ1 и Е см2 и огрицательное входное напря-

rf

/JlJbIJl'8:1

_

t

"BII,X'~87E~

_

t

будет суммироваться

положительное

напря-

жение; б) схема вырождается в односторонний

Рис.

10.47

ограничитель с двумя параллельными ветвями

с источникамн Е СМ1 и Е см2 на выходе; В) на

выходе постоянное напряжение, определяемое соотношением напряженнй источни­

ков Е смI J1 Е см2 • г) на выходе напряжение Есм2 • 9.16. См. РНС. 9.18, а и б.
9.17. См. рис. 9.18, в и г. 9.18. Ивых = О, Uобр тах = 50 В. 9.19. U ДИН"" 8,2 В,
tycT "" 400 мкс. 9.20. U ДНН "" 27 В. 9_21. U ДИН = 50 В. 9.22. См. рис. 10.48,
последовательность 1 (сплошная линия). 9.23. См. рис. 10.48, последователь­
ность 2 (штриховая линия). 9.24. Е см = 10 В, R2 = О, CR1 t и , R пр « R1
«R обр , RВII R1 • 9.25. I1и = 1,8 В; 30 мкс; и тах = 0,72 В. 9.26. С::;;.. 0,08 мкФ.
9.27. 1рБ = 300 мкА. 9.28. а) уменьшится; б) уменьшится; в) увеличится;
г) увеличится. 9.29. а) "" 0,8 В; б) "" 0,4 В. 9.30. 1РБ = 600 мкА. 9.31. 1рБ =
= а) 450 мкА; б) 150 мкА. 9.32. а) на границе области насыщения; б) на
границе области отсечки; в) на середине нагрузочной прямой. 9.33. а) возрастет
ограничение отрицательной полуволны; б) возрастет ограниченне положительиой
ПОЛУВО.'IНы. 9.34. а) не изменится; б) не изменится; в) появится ограничение

»

«

«

на положительном уровне и вместе с положительной полуволной будет ограни­

чиваться часть отрицательной полуволны; г) не изменится. 9.35. К 1 = -1;
229

К 2 = 0,091. 9.:36.

~

а) не влияет; б)

!{l

= 1

+ R1

2

/

R з ' т. е.

R1

11 1 а. 9.55. И ер ~ 5,024 В, И отп ...
"'" 4,976 В. 9.56. I1И = 0,09 В. 9.57. R2 < 14,9 кОм. 9.58. R1 :> 2,5 ЕОм.
9.59. 20 %. 9.60. Не будет. 9.61. Сигналы различной полярности сравниваются
по абсолютной величине. 9.62. Одной и той же полярности. 9.63. Диоды VDJ
11 V 02 предназначены для ограничения разно(JТИ напряжений между прямым и
инверсным входами ОУ, предотвращения его глубокого наСbJщения и повышени я
гем самым быстродействия. Лучше использовать кремниевые диоды. 9.64.
= 1,25 мВ. 9.65. Для повышения функционаЛЬНbJХ возможностей и помехо·

",U =

устойчивости. 9.66. 0,125 %. 9.67. 20,56 %. 9.68. Сопротивление каждого
регистора последуюшей декады должно быть в 10 раз меньше сопротивления
соответствующего резистора предыдущей декады. 9.69. 4 резистора, сопротив-

пения которых со:)Тветственно равны

В)

9.74.

R{, R{
2"

-3,75 В. 9.71. I